Блокинг-генераторы на транзистора. (1972)

Индекс материала
Блокинг-генераторы на транзистора. (1972)
Страница 2
Страница 3
Страница 4
Страница 5
Страница 6
Страница 7
Страница 8
Страница 9
Страница 10
Страница 11
Страница 12
Страница 13
Страница 14
Страница 15
Страница 16
Страница 17
Страница 18
Страница 19
Страница 20
Страница 21
Страница 22
Страница 23
Страница 24
Страница 25
Страница 26
Страница 27
Страница 28
Страница 29
Страница 30
Страница 31
Страница 32
Страница 33
Страница 34
Страница 35
Страница 36
Страница 37
Страница 38
Страница 39
Страница 40
Страница 41
Страница 42
Страница 43
Страница 44
Страница 45
Страница 46
Страница 47
Страница 48
Страница 49
Страница 50
Страница 51
Страница 52
Страница 53
Страница 54
Страница 55
Страница 56
Страница 57
Страница 58
Страница 59
Страница 60
Страница 61
Страница 62
Страница 63
Страница 64
Страница 65
Страница 66
Страница 67
Страница 68
Страница 69
Страница 70
Страница 71
Страница 72
Страница 73
Страница 74
Страница 75
Страница 76
Страница 77
Страница 78
Страница 79
Страница 80
Страница 81
Страница 82
Страница 83
Страница 84
Страница 85
Страница 86
Страница 87
Страница 88
Страница 89
Страница 90
Страница 91
Страница 92
Страница 93
Страница 94
Страница 95
Страница 96
Страница 97
Страница 98
Страница 99
Страница 100
Страница 101
Страница 102
Все страницы

ПРЕДИСЛОВИЕ

Блокинг-генератор представляет собой релаксационную схему, содержащую усилительный элемент (например, транзистор), работающий в ключевом режиме, и трансформатор, осуществляющий положительную обратную связь. Достоинствами блокинг-генераторов являются сравнительная простота, возможность подключения нагрузки через трансформатор, присущая этим схемам способность формировать мощные импульсы, близкие по форме к прямоугольным. Эти и ряд других свойств схем обусловили их широкое применение в устройствах автоматики, регулирования и промышленной электроники.

Среди многообразия случаев использования блокинг-генераторов можно .выделить четыре главные: в качестве формирователей импульсов, как сравнивающие устройства — компараторы, как импульсные автогенераторные схемы и как делители частоты.

<При использовании в качестве формирователей импульсов бло-кинг-генераторы работают в ждущем режиме. Важнейшими их характеристиками являются: чувствительность к запуску, длительность формируемых импульсов и ее стабильность, предельно достигаемая частота срабатываний.

При использовании в качестве компаратора от блокинг-генерато-ра прежде всего требуется высокая чувствительность к запуску, так как только при этом условии можно добиться, чтобы минимальная разность между сравниваемыми сигналами вызывала срабатывание устройства.

Важнейшим показателем блокинг-генератора, работающего в автоколебательном режиме, является частота генерируемых импульсов и ее стабильность, а работающего в режиме деления частоты — стабильность коэффициента пересчета, т. е. отношения частоты повторения входных импульсов к частоте повторения выходных.

Блокинг-генераторы .рассмотрены во многих публикациях и, в частности, в ряде монографий по использованию транзисторов в импульсной технике [Л. 1—7 и др.]. В этих работах подробно анализируется классическая схема с времязадающей RC-цепью, последовательно включенной с обмоткой положительной обратной связи. Частным случаем такой схемы являются так называемые L-генера-торы [Л. 7], в которых времязадающая RC-цеиъ исключена, а трансформатор является линейным или нелинейным [Л. 9]. Указанные схемы не способны обеспечить формирование импульсов со стабильной длительностью. Так, например, изменение параметров транзистора, нагрузки, напряжения питания способно вызвать изменение длительности в несколько раз. Описаны схемы, в которых стабилизация длительности импульсов (а также частоты их повторения) осуществляется с помощью линий задержки (Л. 6, 7 и др.]. Другие возможные способы стабилизации не анализируются.

Регенеративный процесс в блокинг-генераторах детально рассмотрен многими авторами. Однако полученные теоретические соотношения не дают возможности связать параметры этого процесса с параметрами цепей запирания" транзистора и цепей запуска схемы, что практически важно при ждущем режиме работы. Не рассмотрены

3


особенности развития блокинг-процесса при резистивно-емкостном характере нагрузки, часто встречающимся на практике.

Настоящая работа преследует цель изложить некоторые результаты исследования перечисленных выше вопросов, не нашедших достаточного отражения в литературе. В гл. 1 после краткого рассмотрения физических процессов в схемах блокинг-генераторов проводится анализ формирования фронта импульса в случае работы схемы в ждущем режиме. Определены требования к входному импульсу, минимально необходимому для запуска, получены расчетные соотношения, устанавливающие связь между параметрами цепей запирающего смещения, запуска, нагрузки и продолжительностью регенеративной стадии блокинг-процесса, рассмотрены способы обеспечения ждущего режима и способы повышения чувствительности к запуску. На основе анализа работы диодно-регенеративного компаратора получены расчетные соотношения, позволяющие оценить погрешность сравнения напряжений и величину входного тока, необходимого для срабатывания компаратора.

В гл. 2 рассмотрены некоторые общие принципы «конструирования, анализа и расчета блокинг-генераторов с цепями стабилизации и регулирования длительности формируемых импульсов. Описан ряд схем такого типа, проведен математический анализ их работы, даны методика и примеры инженерного расчета, результаты которого сравниваются с экспериментом.

В гл. 3 и 4 рассматриваются блокинг-генераторы, работающие в автоколебательном режиме и режиме деления частоты. Изложены некоторые принципы повышения стабильности работы и описан ряд схем, где указанные принципы нашли практическую реализацию.

Ограниченность объема книги наложила отпечаток на выбор материала и детальность изложения. Большее внимание уделено ждущим блокинг-генераторам, как наиболее часто используемым в технике. Получены количественные соотношения, которые позволяют произвести расчет таких схем и численно оценить их качественные показатели. Разделы, посвященные блокинг-генераторам, работающим в автоколебательном режиме и режиме деления частоты, имеют, в основном, описательный характер. Некоторые разновидности блокинг-генераторов, например подробно исследованные схемы с конденсатором, включенным последовательно в цепь положительной обратной связи, схемы с насыщающимся трансформатором, блокинг-генераторы со стабилизирующими LC-линиями задержки, в книге не рассмотрены. Сведения по этим классам схем читатель может найти в литературе, указанной в конце книги. Следует отметить, что список литературы не претендует на полноту. В него включен ряд монографий, где нашли наиболее полное отражение транзисторные блокинг-генераторы, а также некоторые статьи и патентные материалы.

В заключение хотелось бы выразить искреннюю признательность доктору техн. наук В. И. Фролкину и канд. техн. наук Б. X. Кри-вицкому за рецензирование рукописи, редактору канд. техн. наук Jl. Е. Смольникову, канд. техн. -наук В. Ю. Голикову и И. Г. Недо-лужко, просмотревшим рукопись книги и сделавшим ряд ценных замечаний, а также сотрудникам кафедры Промышленной электроники Московского ордена Ленина энергетического института, которые помогли автору выполнить настоящую работу.

Все замечания по содержанию книги будут приняты автором с благодарностью.

Автор.


Глава первая

РЕГЕНЕРАТИВНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ЖДУЩИХ БЛОКИ НГ-ГЕНЕРАТОРАХ

1-1. КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЭТАПОВ РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРНОГО БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРА

Процессы в блокинг-генераторах, простейшие схемы которых представлены на рис. 1-1, можно разделить на четыре этапа: формирование фронта импульса, формирование вершины, этап формирования среза импульса и этап восстановления исходного состояния схемы.

Первый этап начинается с момента отпирания транзистора при действии через разделительную цепь CvR3 запускающего импульса. После отпирания прибор работает в активном режиме, когда поступление в базу отпирающего тока вызывает накопление в ней заряда и пропорциональное заряду возрастание коллекторного тока [JI. 2,10]. Снльная положительная обратная связь через резистор Ro.c, осуществляемая трансформатором с первичной обмоткой wi, обмоткой обратной связи w0.с и выходной обмоткой wн, обусловливает лавинообразный характер нарастания токов в схеме (коллекторного, базового и тока нагрузки ZH) и такой же характер уменьшения разности потенциалов между коллектором и эмиттером транзистора. В некоторый момент указанная разность потенциалов снижается почти до нуля, и прибор переходит в режим насыщения. На этом первый этап -процесса заканчивается.

Если пренебречь активным сопротивлением первичной обмотки трансформатора и сопротивлением открытого прибора, то можно считать, что во время второго этапа к первичной обмотке приложено неизменное напряжение питания. Вследствие этого напряжения на остальных обмотках также неизменны. Что касается токов схемы, то характер их изменения во времени определяется характером цепей, включенных последовательно со вторичными обмотками трансформатора, а также магнитными свойствами его сердечника. Так, например, ток нагрузки постоянен, если нагрузка активная. Ток, задаваемый в базу транзистора цепью положительной обратной связи, постоянен в схеме на рис. 1-1,а, но этот ток уменьшается по мере заряда конденсатора С0.с в схемах на рис. 1-1,6, е. Коллекторный ток транзистора является суммой составляющих, трансформируемых в первичную обмотку из вторичных, и тока намагничивания. Последний монотонно возрастает, причем характер его изменения во времени определяется видом петли гистерезиса материала, из которого изготовлен сердечник трансформатора [Л. 2 и др.1. Монотонность роста тока

5


намагничивания означает увеличение во времени коллекторного тока. Ограниченность базового тока и рост коллекторного приводят к тому, что транзистор выходит из состояния насыщения. Этап формирования вершины импульса на этом заканчивается.

Выход транзистора из насыщения означает, что коллекторный ток вновь становится зависящим от величины накопленного в базе заряда, а базовый ток уменьшается. Последнее вызвано возрастанием падения напряжения на вышедшем из состояния насыщения приборе и соответственно уменьшением напряжения, приложенного к первичной обмотке трансформатора. Из-за действия цепи положительной

б)

Рис. 1-1. Простейшие схемы блокинг-генераторов (а, б, в) и соответствующая им на стадии регенерации схема замещения (г).

6


обратной связи начавшееся снижение базового тока протекает лавинообразно, вызывая запирание транзистора. В это время на нагрузке формируется срез имиульса.

После запирания прибора начинается этап восстановления исходного состояния блокинг-генератора. Сущность процессов на этом этапе сводится к рассеянию энергии, накопленной за время формирования импульса в реактивных элементах схемы. Рассеяние энергии, накопленной в сердечнике трансформатора, вызывает появление напряжений на его обмотках. Так как направления изменения индукции магнитного поля в сердечнике зо время процессов накопления и рассеяния энергии противоположны, то полярности напряжений на обмотках трансформатора при формировании импульса и во время этапа восстановления также противоположны. Действие напряжения на обмотке обратной связи приводит к появлению на базе запирающего смещения, поддерживающего транзистор в режиме отсечки.

Запирающий потенциал на базе может быть обусловлен не только энергией, накопленной в трансформаторе, но и энергией других реактивных элементов. Например, в схемах на 'рис. 1-1,6, в запирающий потенциал появляется за счет заряда, накопленного на конденсаторе цепи положительной обратной связи за время формирования импульса.

Запирающее смещение, обусловленное энергией, накопленной в реактивных элементах схемы, можно назвать динамическим, имея в .виду, что смещение уменьшается по мере рассеяния энергии. По завершении четвертого этапа, когда полностью рассеивается запасенная энергия, должно исчезнуть также и динамическое смещение. Если после его исчезновения условия, необходимые для регенерации, не выполняются и на нагрузке не формируется новый импульс, то режим работы блокинг-генератора является ждущим. Если исчезновение динамического смещения ведет к формированию нового импульса, то режим работы схемы автоколебательный.

1-2. АНАЛИЗ ПРОЦЕССА ФОРМИРОВАНИЯ ФРОНТА ИМПУЛЬСА В ЖДУЩЕМ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЕ

При работе блокинг-генератора в ждущем режиме во время паузы между срабатываниями схемы транзистор обычно находится в состоянии отсечки, что обеспечивается применением цепи запирающего смещения. В случае использования прибора р-п-р типа цепью смещения на его базе создается положительный потенциал Eq по отношению к заземленному эмиттеру (рис. 1-1,а, б), либо с помощью делителя R0i, Rm, Сэ на эмиттере — отрицательный потенциал Еэ по отношению к базе, связанной через резистор i/?6 с заземленной шиной (рис. 1-1,в).

Регенеративный процесс обусловливается импульсом запуска, обычно поступающим через /?С-цепь на базу транзистора. Анализ регенеративного процесса позволяет установить условия его возникновения, связать продолжительность стадии регенерации с параметрами транзистора, нагрузки, цепей запирания ,и запуска, рассмотреть факторы, способствующие ускорению регенеративного процесса. Закономерности протекания стадии регенерации устанавливаются на основе анализа схемы замещения блокинг-генератора, представ

7


ляющей собой сочетание схем замещения транзистора и трансформатора.

На стадии регенерации транзистор работает в активном режиме и упрощенно по отношению к внешним цепям со стороны коллектора может быть заменен источником тока iu(t), описываемым выражен нием

где Qe(t) — неравновесный заряд неосновных носителей в базе прибора; тк — постоянная времени, связывающая этот заряд с током коллектора [Л. 2, 10, И]. Процесс накопления заряда Q§ описывается дифференциальным ""«■пашмч

где /б(0—ток, задаваемый в базу и имеющий положительный знак, если этот ток соответствует отпиранию транзистора, и отрицательный, если соответствует запиранию прибора; Тб — постоянная времени жизни носителей в базе транзистора при работе его в активном режиме.

Постоянные времени Тб и Тк связаны соотношением

в котором В — коэффициент усиления транзистора по постоянному току.

Влияние емкости коллекторного перехода Ск на нестационарные процессы можно учесть, не усложняя форму записи уравнения (1-2), если в модели транзистора параллельно источнику тока Qe/Тк включить емкость с к — ВСк. Пересчет емкости Ск в эквивалентную С*к через коэффициент усиления В соответствует некоторому завышению времени переходного процесса [Л. 2-5], что допустимо при инженерных расчетах.

Известно, что при поступлении скачка тока в базу транзистора напряжение между базой и эмиттером уменьшается во времени, что связано с модуляцией сопротивления базы г б носителями зарядов. Однако за время регенерации сопротивление Гб не успевает заметно измениться, так как модуляция базового сопротивления происходит в основном после перехода транзистора в режим насыщения [Л. 2, 5, 8]. Это позволяет считать во время регенерации входное сопротивление прибора постоянным, а взаимосвязь между мгновенными значениями входного тока и напряжения отображать импульсной входной характеристикой. Она представляет собой зависимость между амплитудой прямоугольного импульса базового тока и пиковым значением напряжения на базе, которое возникает под действием этого импульса. Измерение входных импульсных характеристик транзисторов [Л. 8] показывает, что возможна их аппроксимация выражением

которому соответствует схема замещения входной цепи прибора в виде последовательного соединения источника напряжения ЕBXj сопротивления гвх и идеального диода ИД, отображающего несимметричность характеристики,

8


На рис. 1-2 показаны Типичные зависимости /к — и Vвх^д/б), экспериментально снятые осциллографическим методом [Л. И] для нескольких экземпляров транзисторов. Наибольшая нелинейность характерна для зависимости /к=/(/б), причем с возрастанием коллекторного тока величина B—IKlh уменьшается. В связи с последним при расчетах целесообразно за величину тб=£тк принимать значение, соответствующее коллекторному току .в момент окон-

Рис. 1-2. Типичные характеристики транзисторов, соответствующие активному режиму работы (а, б, в) и режиму насыщения (г).

— X — X — транзисторы МП16А, № 2; — Л — А — транзистор МП16А, № 3; — О — О — транзистор МП21-Е, № 8.

чания регенерации. Можно показать, что это приводит к некоторому завышению расчетной продолжительности регенеративной стадии, что допустимо при оценочных инженерных расчетах.

При рассмотрении регенеративного процесса используется упрощенная эквивалентная схема трансформатора, .в которой не учитываются паразитные индуктивности рассеяния обмоток и емкости между ними. Это допустимо только при условии, что постоянные времени, определяющие процессы накопления (рассеивания) энергии в названных реактивных элементах, значительно меньше постоянной времени регенеративного процесса [JI. 2]. Технология изготовления современных импульсных трансформаторов позволяет обеспечить выполнение этого условия в большинстве случаев [JI. 4].

Как правило, продолжительность регенеративной стадии бло-кинг-процесса значительно меньше длительности этапа формирования

9


Вершины импульса. Это дает основание пренебречь п^иращейием fo-ка -намагничивания трансформатора, т. е. принять бесконечной индуктивность Li его первичной обмотки.

Во время регенеративного процесса происходит заряд конденсаторов Со.с, С3 и Сэ. Однако если принять, что постоянные времени заряда значительно превосходят продолжительность регенеративного процесса, то конденсаторы можно эквивалентно отобразить в виде источников напряжения. Их э. д. с. равны разностям потенциалов, до которых конденсаторы были заряжены перед поступлением импульса запуска.

При сделанных допущениях схемам, изображенным на рис. 1-1,а—в, во время этапа формирования переднего фронта импульса соответствует одна и та же схема замещения, изображенная на рис. 1-1,г. Особенность этой схемы состоит в том, что она приведена ко входной цепи транзистора. Присутствующие в схеме источ-

1 Q(j

ник тока и конденсатор C*K/n2 отображают выходную цепь

Г1 «и

транзистора, а сопротивление n2\R'н и конденсатор С'н//г2— нагрузочную цепь.

Множители 1 /пУ 1 /я2, п2 означают, что указанные цепи пересчитаны через коэффициент трансформации обмотки положительной обратной связи, причем n = w0mJwu — Crn = Cnr?n и nu = = wn/о>,.

Источник E*э отображает напряжение смещения Еэ на эмиттере транзистора и нелинейность входной характеристики прибора: £*э = = ЕЭВХ. Источник Е3 и резистор R3 на рисунке 1-1,г отображает э. д. с. и внутреннее сопротивление генератора импульсов запуска.

Применяется операторное преобразование, записанное по Кар-сону.

а) Уравнения регенеративной стадии блокинг-процесса

Использование схемы замещения рис. 1-1,г позволяет через параметры ее элементов записать операторное выражение тока Iq(s). Подставив h(s) в (1-2), также переписанное в операторной форме, можно найти выражения для заряда Qe(s) и коллекторного тока /к(s), поскольку Q6(s)=kkIk(s). Проделав это, получим1:

10


где

Для большинства реальных схем Тб>Тс, и поэтому соотношение (1-8) обычно оказывается выполненным.

Согласно (1-6) корень s2 всегда отрицателен, а корень Si положителен, если выполняется неравенство

1>0. (1-9)

Согласно (1-5) .при импульсе запуска в виде скачка напряжения с амплитудой Е3 процесс в схеме описывается двумя экспонентами с показателями степени Sit и s2t. Коэффициенты Si и s2 — корни многочлена D(s), равные:

Если использовать приближенную формулу V a2 -f- х ^а . *

-г "2погрешность вычисления по которой не превышает 10% при Х< 1,545 а2 [Л. 12], то выражения (1-6) можно упростить:

Применять упрощенные выражения допустимо, если

11


В последнем случае изменение во воемени коллекторного тока описывается уравнением, в котором присутствует слагаемое, экспоненциально-нарастающее с постоянной времени тр (постоянная регенерации), и слагаемое, спадающее по экспоненте с постоянной времени Теп, причем выполняется неравенство трСп- Последнее означает, что экспоненциально-спадающее слагаемое быстро затухает и им можно пренебречь при переходе от операторного выражения Ik(s) к оригиналу iK(t). Тогда, принимая во внимание «плавность» нарастания коллекторного тока на стадии регенерации, изменение этого тока во времени можно представить следующим приближенным выражением:

Если выполняется неравенство (1-8), то величину Ro целесообразно вычислять, используя выражение

Анализ условий развития блокинг-процесса

Математическим критерием развития блокинг-процесса являются

наличие экспоненты с положительным показателем в решении уравнений, описывающих стадию регенерации, и положительный знак

множителя при этой экспоненте. Следовательно, выполнение неравенства (1-9) можно рассматривать как первое необходимое условие развития процесса. Поэтому блокинг-процесс возможен только в том случае, если при данном сопротивлении в цепи положительной обратной связи сопротивление нагрузки больше некоторой критической величины |/?н.кр. Наоборот, при заданной нагрузке сопротивление, последовательно включенное в цепь положительной обратной связи, должно быть меньше некоторой другой критической величины R0.с.Кр. Указанные критические значения могут быть найдены из соотношения

(1-9) при переходе неравенства в равенство.

12


Согласно (1-10) нарастание коллекторного тока возможно только, если Е33.кр. Это означает, что для обеспечения запуска схемы прямоугольным импульсом бесконечной длительности его амплитуд? должна превышать некоторое критическое значение, определямое выражением (1-11). Согласно этому выражению величина £з.кр возрастает с увеличением запирающего смещения.

Запуск блокинг-генератора импульсом конечной длительности можно рассматривать как наложение на отпирающий скачок напряжения амплитудой Е3 другого скачка той же амплитудой, но противоположному по знаку и сдвинутого во времени на продолжительность импульса запуска, т. е.

где l(t—Тэ) — единичная функция Хэвисайда, равная нулю при «Тз и единице при t^T3.

В этом случае вид выражения iK(t) остается без изменения, но в нем появляются слагаемые, отображающие воздействие на схему сдвинутого во времени импульсного сигнала. В частности, экспоненциально-нарастающая компонента коллекторного тока записывается в виде

Выражение (1-15) может быть получено строго, если в изображение коллекторного тока подставить E3(s) =Ез[1—ехр(—sT3)].

Из (1-15) следует, что изменение коллекторного тока транзистора после окончания импульса запуска будет носить лавинообразно-нарастающий xan!,v'ran 'гп rruvn о гплл лттчгтшо ог»тттл

или, что то же самое:

Выполнение 'неравенств (1-16) и (1-17) может считаться условием запуска схемы.

Если величину

рассматривать как ток, 'который должен оыть ооеспечен источником управления для запуска схемы, то его величина будет определена с некоторым завышением. Это обусловлено тем, что выражение (1-18) не учитывает наличие входного сопротивления схемы, включенного последовательно с Кроме того, во время развития процесса регенерации ток запуска уменьшается из-за возрастания напряжения между базой и эмиттером транзистора.

13


Таким образом, выражения (1-16) и (1-18) позволяют сформулировать требования к источнику импульсов запуска схемы.

В табл. 1-1 приведены рассчитанные и измеренные значения амплитуды импульсов, минимально необходимой для запуска блокинг-генератора при различных длительностях этих импульсов. Числовые значения относятся к схеме, изображенной на рис. 1-1,а, со следующими данными: п=пц= 1; = 150 ом\ CH = var (0; 0,02 мкф; 0,05 мкф); <R0.с=220 ом; >/?3=2 000 ом; С3=0,25 мкф; Ек = = 12 в; Еб = 1 в. В схеме были использованы транзисторы, характеристики которых приведены на рис. 1-2.

Таблица 1-1

Расчетные (р) и экспериментальные (э) зависимости EB=f(TB)

Длительность импульса запуска (мксек)

10

5

2

1

0,5

0,3

0,2

Данные схемы

Амплитуда импульса запуска в вольтах

Р э

8,1 7,0

8,1 7,2

8,43 7,9

10,2 10

14,6 14,5

21

21,5

2Э,6 34

Транзистор МП21Е, № 8,

св=0

Р э

10,5 7,7

11

9,5

14,7 14

23,2 22

39,3 36

62 60

90

91

Транзистор МП21Е, № 8,

С =0,02 мкф И

р э

8,6 7

8,6 7

8,7 7,3

8,9 8

10,3 10,3

13

14,6

16,7 20

Транзистор МП16А, № 3,

сн

р

э

12,3 9

12,8 11

16,9 15

25,7 23

44,2 40

69 63

100

Транзистор МП16А, N° 3, Сн=0,05 мкф

р

э

12,3 7,5

12,3 8,5

12,9 11,5

15,7 15

23 22

33,4 31

47,8 46

Транзистор МП16А, № 2 Сн=0,02 мкф

р э

12,6 8,5

12,7 10

14,9 14

20,7 19,5

33,7 31

51,5 48

74,7

Транзистор МП 16А, N? 2 С =0,05 мкф

в

в) Длительность регенеративной стадии блокинг-процесса

Продолжительность этапа регенерации 1 при включении определяется как время с момента поступления пускового импульса до момента перехода транзистора из активного режима работы в режим насыщения. Если определить приращение коллекторного тока за это время &i*(Tv), учитывая, что изменение коллекторного потенциала транзистора приблизительно равно напряжению питания, то из (1-10) можно определить продолжительность этапа регенерации.

14

1  В дальнейшем в тексте книги промежутки времени обозначаются заглавной буквой Т, а моменты времени строчной t. Например: Гр— продолжительность стадии регенерации, a tv — момент ее окончания.


В блокинг-генераторе между нагрузкой и цепью запуска имеется двоякая связь. Первая — непосредственная, когда ток запуска частично трансформируется в цепь нагрузки. Вторая — связь через регенеративный усилитель, из-за которой поступление входного импульса вызывает лавинообразный процесс нарастания тока в нагрузке. Вторая связь значительно сильнее первой, и это дает основание считать, что нарастание тока в нагрузке обязано только регенеративному процессу отпирания транзистора. В этом случае последний можно представить по отношению к внешним цепям со стороны коллектора источником тока iK(t), описываемого выражением (1-10), которому соответствует изображение

В схеме замещения трансформатора присделанном допущении можно закоротить источник запускающего сигнала и тем более источники меньших по величине напряжений Еq, Еэ, Евх. Тогда трансформатор отображается со стороны зажимов его первичной обмотки операторным сопротивлением ^к.экв. Оно образовано приведенными к первичной обмотке сопротивлениями, включенными последовательно с другими обмотками трансформатора, как активными (Rh, Ro.c, Rs и др.), так и записанными в операторной форме сопротивлениями

Данному операторному выражению соответствует функция-ори-пинал, содержащая ряд изменяющихся во времени слагаемых. Среди них только одно является растущим по экспоненциальному закону

а ПЛТС1 nkuuo пгпаиипаим Т/То /1 _'01 \ млмгил "ОЛу~

чить:

или, принимая во внимание (1-20),

(экспоненциально-наоастаюшее слагаемой =

конденсаторов I » s£ - и дрЛ Таким образом,

Многочлен Bz(s) имеет только отличные от нуля корни, так как отображает пассивную электрическую цепь. Кроме того, в большинстве практических случаев многочлен не имеет кратных корней.

Из схемы замещения блокинг-генератора с источником тока I*(s), описываемого выражением (1-19), и включенного ему параллельно сопротивления Zk.9kb(s) следует:


При «плавности» нарастания коллекторного тока и резистивно-емкостном характере сопротивления Zk.3kb напряжение на коллекторе транзистора не может претерпевать скачков. Принимая это во внимание и, кроме того, учитывая только экспоненциально нарастающую компоненту изменения коллекторного потенциала при переходе от операторного выражения (1-21) к оригиналу, функцию AuK(t) можно описать следующим приближенным выражением

Из выражения (1 -21 а) следует, что во время регенерации конденсаторы схемы могут быть эквивалентно отображены активными сопротивлениями, причем емкости С соответствует эквивалент Rc.qkb =Тр/С. Физически это объясняется тем, что во время регенерации токи в ветвях схемы, в том числе и емкостные токи, лавинообразно растут во времени

и тогда

VJ

т. е. во время регенерации изменение напряжения на емкости С и ток через нее пропорциональны, а коэффициентом пропорциональности служит эквивалентное сопротивление /?с.эквр/С.

За время регенерации коллекторный потенциал транзистора изменяется на величину AuK(Tv)—EK. Поэтому из (1-21а) следует:

и тогда из (1-22) и (1-10)

Выражение (1-22) означает, что при резистивно-емкостном характере сопротивления цепей, включенных последовательно с обмотками трансформатора, значение коллекторного тока в момент окончания этапа регенерации не зависит от амплитуды запускающего сигнала, а следовательно, не зависит от продолжительности регенеративной стадии. В частном случае, когда нагрузка представляет собой параллельное соединение сопротивления и конденсатора Сн, а влиянием остальных конденсаторов на процесс регенерации можно пре

16


I

небречь (например, тР0.с<Ro.с +гвх), выражения (1-22), (1-23) переписываются в виде

где величины С н RK.ЭКв находятся из (1-5).

На рис. 1-3 представлены осциллограммы, иллюстрирующие изменение коллекторного тока и напряжения во время регенеративной стадии блокинг-процесса в схеме -на рис. 1-1,л, с нагрузкой в виде параллельного соединения резистора и конденсатора. Осциллограммы подтверждают сделанный вывод о независимости величины коллекторного тока транзистора в момент окончания этапа регенерации от длительности этого этапа. Некоторое увеличение коллекторного тока при малой продолжительности регенеративного процесса объясняется тем, что из-за значительной амплитуды сигнала запуска, характерной для случая быстрого отпирания транзистора, ток, задаваемый в его базу цепью запусха, становится сравнимым с током цепи лоложитель-

Рис. 1-3. Осциллограммы тока коллектора (а) и напряжения коллектор-эмиттер (б) транзистора МП21Е, № 8, в схеме блокинг-генератора, параметры которой приведены в табл. 1-1 при /?н= 150 ом и Сн=0,05 мкф. Масштаб тока 133 ма/см, масштаб напряжения 5 в!см, масштаб времени t мксек/см. Расположению снимков сверху вниз соответствуют значения амплитуды сигнала запуска, равные 19, 25,

31 и 50 в.

а) б)

2—400 17


ной обратной связи. При этом лавинообразный характер нарастания коллекторного тока, что являлось исходной предпосылкой при анализе, — нарушается.

В табл. 1-2 приведены рассчитанные по (1-25) и измеренные значения длительности регенеративной стадии блокинг-процесса при различных амплитудах входного сигнала. Числовые значения относятся

Расчетные (р) и экспериментальные (э) зависимости Tp=f(EB)

Транзистор МП21Е, № 8, €в=0

Таблица 1-2

в

8,5

11,9

17,3

31

86

Гр, мксек

Р

3,33

1,96

1,46

0,97

0,46

э

3

2

1,5

1

0,5

Транзистор МП21Е, № 8, Сн=0,02 мкф

Ев, в

12,5

20

30

68

115

мксек

Р

6,9

4,44

3,36

1,95

1,34

э

6

4

3

2

1,5

Транзистор МП16А, № 3, Сн=0

в

9,8

15

22,7

39

108

Гр, мксек

р

1,22

0,74

0,55

0,37

0,17

э

1,2

0,8

0,6

0,4

0,2

Транзистор МП16А, № 3, Сн=0,03 мкф

Еш, в

20,3

32,5

44,5

68,3

108

Гр, мксек

р

4,16

3,32

2,72

2,05

1,48

э

4

3

2,5

2

1,5

Транзистор МП16А, № 2, Сн=0,05 мкф

Еа, в

14,8

21,3

28,8

43

60

Гр, ж сек 18

р

4,62

3,13

2,48

1,88

1,47

э

4

3

2,5

2

1,5


к схеме, изображенной на рис. 1-1,а, данные которой содержатся в тексте, поясняющем табл. 1-1.

Удовлетворительное совпадение теории и эксперимента позволяет считать оправданными исходные допущения, принятые при получении расчетных соотношений (1-22)—>(1-25).

За длительность фронта импульса обычно принимается время нарастания напряжения на нагрузке между уровнями 0,1 и 0,9 от установившегося значения. Тогда из (1-23) можно найти:

Из выражения (1-26) следует, что с увеличением амплитуды пускового сигнала продолжительность фронта формируемого импульса сокращается (рис. 1-3). Однако если указанная амплитуда изменяется в таких пределах, что

0,1£к R0

Р _ р 7 1 >

з ^з.кр ^н.экв

то продолжительность фронта импульса практически не зависит от нее и тогда

7>«2,2tp. (1-27)

Последнее соотношение, справедливое в случае слабого сигнала, обычно используется для оценки длительности как фронта, так и среза формируемого импульса [Л. 1—8 и др.].

г) Факторы, влияющие на длительность регенеративной стадии

блокинг-процесса

Продолжительность стадии регенерации согласно формулам (1-23) и (1-25) определяется в первую очередь постоянной времени тр, которая является множителем перед логарифмической функцией. Зависимость Гр от величин под знаком логарифма выражена слабее, поскольку функция вида In(1 +лг) зависит от аргумента незначительно.

Постоянная времени тр зависит от параметров транзистора, нагрузки, от коэффициента трансформации обмотки положительной обратной связи и сопротивления, включенного последовательно с этой обмоткой, а также от сопротивления цепи запуска. Параметры нагрузки являются заданными и поэтому можно только оценить их влияние на постоянную времени регенерации, но не представляется возможным изменять их с целью уменьшения тр. Что касается параметров транзистора и величин Ra, Ro.c, п, то их изменение возможно при конструировании схемы и целесообразно выбирать эти величины такими, чтобы минимизировать тр.

При резистивном характере нагрузки обычно выполняется соотношение (1-8). Это позволяет использовать упрощенное выражение (1-7) для вычисления постоянной времени тр. Числовые расчеты показывают, что в реальных схемах величина коэффициента к в выражениях (1-7) лежит в пределах 0,2—0,7. Тогда из (1-7) и (1-Я74 следует:

19


или при глубокой положительной обратной связи (чему соответствует

Согласно записанным выражениям при резистивном характере нагрузки для обеспечения формирования импульсов с короткими фронтами необходимо выбирать транзисторы с малыми значениями тк к С к и возможно большими значениями В.

Если нагрузка имеет ярко выраженный емкостный характер (Гб,н/?к.экп), то из (1-7) н (1-27) следует:

или при хВ 1

I

Рис. 1-4. Зависимость постоянной времени регенеративного процесса от коэффициента трансформации обмотки положительной обратной связи.

Таким образом, для сокращения продолжительности фронта и среза формируемого импульса в случае емкостного характера нагрузки необходимо применять транзисторы со значительными коэффициентами усиления по току. Что касается быстродействия приборов, то оно не существенно, если выполняется неравенство Тб<СС'н/?к.экв.

Выражения (1-28а) и (1-29а) могут быть использованы для ориентировочной оценки требуемых параметров транзисторов.

Согласно М-6) и (1-7) возрастание сопротивления цепи запуска

способствует уменьшению постоянной времени регенерации. Однако это заметно проявляется только гари 1#з< (4-*-5)гвх. Поэтому увеличение R3 свыше (4-f-5)rBx не приводит к заметному ускорению регенеративного процесса, но вместе с тем вызывает необходимость повышать мощность импульсов запуска.

Известно, что существует оптимальное значение коэффициента трансформации обмотки обратной связи, соответствующее минимуму постоянной времени регенерации [Л. 1—8 и др.]. На рис. 1-4 показана зависимость тр = f (я), -вычисленная для конкретной схемы блокинг-генератора в предположении, что при изменении п остальные параметры схемы оставались неизменными. Зависимость выражена не резко, особенно в области п>п0пт. Это позволяет при 'Конструировании схем не стремиться к выполнению условия п=п0т, а выбирать число витков обмотки обратной связи, руководствуясь, например, простотой выполнения трансформатора (я=1). Следует отметить, что при п= 1 конструктивно легче добиться более полной магнитной связи между первичной обмоткой и обмоткой обратной связи.

20


Если коэффициент трансформации обмотки обратной связи задан (например, применен стандартный трансформатор) или выбран равным единице, то сопротивление R0.с рассчитывается из условия обеспечения базового тока, достаточного для насыщения транзистора во время формирования вершины импульса. Определенное таким образом значение Ro.c может оказаться существенно большим, чем Гвх, и это приведет к возрастанию длительности фронтов формируемого импульса.

В этом случае целесообразно для ускорения процесса параллельно резистору Ro.c цепи обратной связи включать форсирующий конденсатор Сф.

Форсирующий конденсатор во время стадии регенерации можно рассматривать как эквивалентное сопротивление тр/Сф, связывающее обмотку положительной обратной связи с базой транзистора. Тогда общее эквивалентное сопротивление цепи положительной обратной связи для схем вида dhc. 1-1.а оавно:

Рис. 1-5. Зависимость постоянной времени регенеративного процесса от емкости форсирующего конденсатора. Линии — расчет, точки—эксперимент.

а для схем вида рис. 1-1 >б, в:

)

Вычислив зависимость постоянной времени тр от сопротивления Rо с экв, используя для этого выражения (1-6) или (1-7), можно затем перестроить ее в функцию тр=/ (Сф), применяя с этой целью выражение (1-30). Правомерность такого расчета, позволяющего численно оценить влияние емкости форсирующего конденсатора на регенеративный процесс, подтверждается экспериментом (рис. 1-5).

Уменьшение эквивалентного сопротивления <в цепи положительной обратной связи (например, путем увеличения емкости конденсатора Сф) ведет, с одной стороны, к ускорению регенеративного процесса, что прямо следует из выражений (1-6), (1-7). Однако, с другой стороны, уменьшение этого сопротивления означает, что за время стадии регенерации коллекторный ток транзистора дорастает до больших значений. Если они столь ве-

лики, что соответствуют существенному снижению коэффициента усиления базового тока в силу зависимости этого коэффициента от величины тока коллектора, то может

произойти затягивание процесса формирования фронта импульса. Это обстоятельство отмечается в [Л. 1, 7] и послужило основанием для тсгэ, чтобы рекомендовать включение резистора RK в коллекторную

21


цепь транзистора с целью ограничения величины коллекторного тока. Такое техническое решение нельзя признать удачным по следующим причинам. Во-первых, использовать резистор последовательно с коллекторной депью транзистора и первичной обмоткой трансформатора— это, в сущности, намеренно лишать прибор одного из его главных преимуществ — хороших ключевых свойств. Следствием этого является снижение к. п. д. и нагрузочной способности блокинг-гене-ратора, а также зависимость амплитуды импульса на нагрузке от величины последней. Во-вторых, протекание через резистор RK изменяющегося во времени тока намагничивания означает нежелательное искажение формы импульса на нагрузочной обмотке и других обмотках трансформатора, что затрудняет применение цепей стабилизации длительности формируемых импульсов. В третьих, включение сопротивления Rh вызывает замедление развития блокинг-процесса за счет отрицательной обратной связи через емкость коллекторного перехода транзистора.

По изложенным причинам предпочтительным является ограничение коллекторного тока путем увеличения эквивалентного сопротивления в цепи положительной обратной связи соответствующим выбором емкости конденсатора Сф. При резко выраженной нелинейности зависимости B=\f(IK) возможно существование оптимального значения сопротивления Rо.с.экв, а следовательно, и емкости Сф, при котором продолжительность фронта импульса минимальна. Это объясняется отмеченным выше противоречивым характером влияния величины Rо.с.экв на протекание стадии регенерации.

д) Развитие блокинг-процесса при запуске схемы перепадом напряжения, передаваемым через RC-цепь

Этот режим запуска наиболее часто встречается на практике и представляет поэтому значительный интерес. Операторное выражение для коллекторного тока в рассматриваемом случае можно получить из (1-5), если вместо R3 подставить Z3(s), причем

При такой замене должен был бы возрасти порядок характеристического уравнения D(s) и тем самым измениться положительный корень этого уравнения, определяющий скорость развития блокинг-процесса.

Вполне очевидно, что включение дифференцирующей емкости в цепь запуска эквивалентно ослаблению шунтирования входной цепи транзистора цепью запуска. Поэтому оно должно привести к уменьшению постоянной времени регенеративного процесса. Если такое уменьшение не принимать во внимание и вычислять постоянную времени по (1-6) или (1-7), то это равносильно некоторому завышению тр и тем самым расчету времени переходного процесса с запасом. Ошибка при расчете тем меньше, чем сильнее выполняется неравенство R3>rвх. Обычно Rs^rвх, и поэтому ошибка несущественна.

Если подставить Z3(s) в (1-5), принимая, что это не изменяет характеристическое уравнение Z>(s), и затем перейти к ори-

22


гййалу о учетом только экспоненциально нарастающей компоненты коллекторного тока, то можно получить приближенное выражение для iv(t)t не отличающееся по форме записи от выражения (1-10). Влияние же дифференцирования входного 'импульса на протекание регенеративной стадии блокинг-процесса отображается заменой в выражениях (1-10) — (1-13), (1-23) и (1-25) сопротивления R3 на сопротивление Дз.жв, равное

Таблица 1-3

Расчетные (р) и экспериментальные (э) зависимости E3=f(Tv)

Длительность стадии регенерации, мксек

8

б

4

3

2,5

2 '

1,5

Данные схемы

Амплитуда импульса запуска, в

Р

э

41,9 42

50,5 48

83,4 74

128 105

170 131

Транзистор МП21Е, № 8, С3=300 мкф

Р э

28,2 29,2

33,8 32

55,7 50

75,7 74

112,6 95

157

125

Транзистор МП21Е, № 8, С8=560 пкф

р

э

18,2 19

21,9 21,8

35,7 33

54,8 52

72,2 70

100,7

98

150,8 160

Транзистор МП21Е, № 8, С3=1 500 пкф

р

э

37,8 36

40,1 45

63,8 54

88,8 73

138 112

Транзистор МП16А, № 3, С =300 пкф

р

э

27 26,8

35,9 33

45,7 41

63,5 56

98,6 87

Транзистор МП 16А, № 3, С8=560 пкф

р

э

19,6 20

25,8 25,5

32,8 32

45,4 44

67,5 77

Транзистор МП 16 А, № 3, С8= 1 500 пкф

iB табл. 1-3 приведены рассчитанные и измеренные значения амплитуды импульсов запуска, соответствующие заданной продолжительности стадии регенерации. Числовые значения относятся к схеме, изображенной на рис. 1-1Д со следующими данными: п=пи= 1; Rh = = 150 ом; Сн = 0,02 мкф; R0.с=220 ом; С0.с = 0,25 мкф; /?б= 4,3 ком; R3=2 ком; C3=var (300 пкф, 560 пкф, 1 500 пкф); Ек = 12 в; Еб = 1 в. В схеме были использованы транзисторы, характеристики которых приведены на рис. 1-2.

Удовлетворительное совпадение теории и эксперимента позволяет считать оправданными исходные допущения, принятые при количественном анализе влияния дифференцирования входного импульса на протекание регенеративной стадии блокинг-процесса.

23


1-3. ВОПРОСЫ РАБОТЫ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ В ЖДУЩЕМ РЕЖИМЕ

Работа блокинг-генератора в ждущем режиме может быть обеспечена путем запирания транзистора (рис. 1-1) или же без его запирания путем нарушения условий самовозбуждения схемы: увеличением сопротивления цепи положительной обратной связи выше критического значения либо уменьшением сопротивления нагрузки ниже критического значения.

а) Варианты выполнения цепей запирающего смещения в блокинг-генераторах

Работа транзистора в режиме отсечки надежно обеспечивается при запирающем смещении между базой и эмиттером порядка долей вольта. Большее напряжение является нежелательным, так как приводит к снижению чувствительности схемы к запуску и замедлению

Рис. 1-6. Некоторые варианты выполнения цепи запирающего

смещения.

развития блокинг-процесса, что следует из ранее полученных уравнений стадии регенерации. Поэтому, если напряжение источника запирающего смещения превосходит (0,5—1) в, целесообразно использовать делитель напряжения Rбь (рис. 1-6,а). В качестве нижнего плеча в таком делителе может быть применен диод Д0.с (рис. 1-6,6) с малым импульсным сопротивлением, чтобы заметно не ухудшать условия развития регенеративного процесса.

В схеме на рис. 1-1,в, где запирающее смещение создается с помощью делителя напряжения в цепи эмиттера транзистора, нижнее плечо делителя шунтируется конденсатором Сэ. Это необходимо для устранения искажения формы импульса на нагрузке и ослабления отрицательной обратной связи по току, способной вызвать замедление нарастания коллекторного тока на стадии регенерации. Однако, если даже емкость конденсатора выбрана бесконечно большой, отрицательная обратная связь по среднему значению эмиттерного тока не исключается. Из-за этого изменение частоты срабатываний блокинг-генератора и параметров нагрузки вызывает изменение запирающего смещения на эмиттере и, как следствие, изменение амплитуды и параметров формируемого импульса. Указанный недостаток

24


в значительной мере устраняется, если в качестве нижнего плеча делителя напряжения использовать полупроводниковый диод [Л. 13], включенный так, что эмиттерный ток через него протекает в прямом направлении. Диод шунтируется конденсатором, а емкость последнего выбирается столь большой, чтобы на время регенеративной стадии блокинг-процесса исключить обратную связь по току эмиттера. Рассматривая конденсатор Сэ во время стадии регенерации как сопротивление Тр/Сэ, можно записать:

где i?32=д ) ипм — импульсное сопротивление диода в эмиттерной

цепи транзистора, а #э.экв — полное эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи. Устранению отрицательной обратной связи с некоторым запасом соответствует выполнение неравенства ВДэ.экв^вх, которое обеспечивается, если

б) Способы обеспечения ждущего режима работы путем нарушения условий самовозбуждения схемы

Нарушение условий самовозбуждения схемы путем увеличения сопротивления в цепи положительной обратной связи выше критического значения может быть обеспечено введением в эту цепь диодов До.с и Д*о.с (рис. 1-7,а), запертых напряжением, создаваемым делителем Rcmu Rcm2. Цепью смещения (резисторы Re.i, Яб.г) транзистор поддерживается в открытом состоянии. Поэтому, когда входной сигнал отрицательной полярности, поступающий в точку соединения диодов До.с и Д*0 с, переводит диод Д0 из состояния низкой проводимости в состояние высокой, обеспечиваются условия для развития блокинг-процесса, и на нагрузке формируется импульс. Если действие входного сигнала продолжается столь длительное время, что диод До.с остается в состоянии высокой проводимости после завершения этапа восстановления, то на нагрузке формируется новый импульс.

Общий принцип обеспечения ждущего режима работы блокинг-генератора путем уменьшения сопротивления нагрузки ниже критического значения состоит во включении параллельно с одной из обмоток трансформатора ключевого элемента (транзистора). Транзистор блокинг-генератора поддерживается в открытом состоянии с помощью цепи смещения (например, током через резистор /?б в схеме на рис. 1-7,6). Поэтому, когда входным сигналом ключевой элемент запирается, создаются условия для развития блокинг-процесса, и на нагрузке формируется импульс. Если действие входного сигнала продолжается столь длительное время, что ключевой элемент остается в запертом состоянии после завершения этапа восстановления схемы, то на нагрузке формируется новый импульс. Пример схемы, в которой в качестве ключевого элемента использован шунтирующий обмотку wy транзистор Ту> представлен на рис. 1-7,6. Схема может

25


найти применение как регулятор среднего значения тока в нагрузке, включенной последовательно с основным транзистором Т.

Способ обеспечения ждущего режима, аналогичный рассмотренному, достигается в схеме на рис. 1-7,е. В этой схеме к зажимам одной из обмоток трансформатора швх через диод Д вх подключен конденсатор Свх, причем полярность диода соответствует протеканию через него тока в прямом направлении, когда на нагрузке формируется импульс. В разряженном состоянии конденсатор эквивалентен

Рис. 1-7. Некоторые способы обеспечения ждущего режима работы блокииг-генератора без запирания транзистора.

замкнутому ключу. Из-за этого чувствительность схемы к запуску настолько снижается, что развитие блокинг-процесса не происходит, хотя на транзистор не задано запирающее смещение или даже такое смещение соответствует отпиранию прибора. Если конденсатор зарядить импульсом запуска через диод Двкл, то к диоду Двх прикладывается запирающее напряжение и тогда конденсатор Свх как бы отключается от схемы запертым диодом Двх. Это создает условия для развития блокинг-процесса, и на обмотках трансформатора появляется импульс напряжения. Импульс на обмотке Wbx дополнительно (по отношению к действию сигнала запуска) заряжает конденсатор Свх. Срыв генерации осуществляется разрядом конденсатора сигналом, поступающим через диод Двыкл.

Описанный способ обеспечения ждущего режима работы блокинг-генератора предложен в [JI. 14] и используется для создания ряда схем; кольцевого распределителя импульсов |Л. 15], динамического триггера и др.

26


в) Пути повышения чувствительности к запуску

Развитие блокинг-процесса происходит тем легче, чем более вы-сокоомная нагрузка. В связи с этим в качестве общего метода повышения чувствительности к запуску может использоваться пороговое включение нагрузки. Его сущность сводится к тому, что нагрузка отключается от схемы на время начала развития блокинг-процесса. Схемно это может быть осуществлено включением последовательно с ней одного или нескольких кремниевых диодов, стабилитрона или нелинейного насыщающегося дросселя (рис. 1-8).

В схеме на рис. 1-8,а нагрузка отключена до тех пор, пока напряжение, приложенное к первичной обмотке, не достигнет значения, при котором происходит пробой стабилитрона или отпирание диодов

Рис. 1-8. Примеры порогового включения нагрузки блокинг-генератора.

а — применение стабилитрона или диодов; б — применение дросселя насыщения.

Дн. К .этому моменту напряжение на обмотке обратной связи и ток базы достигнут таких значений, что дальнейшее действие управляющего импульса перестает быть необходимым. Вместе с тем развитие блокинг-процесса до указанного момента облегчается и происходит быстро, поскольку блокинг-генератор не нагружен. Поэтому запуск схемы обеспечивается импульсом, меньшим по длительности и амплитуде, чем в случае непосредственного подключения нагрузки к выходной обмотке (рис. 1-9).

При использовании нелинейного дросселя Др последовательно с нагрузкой (рис. 1-8,6) последняя отключена от схемы, пока не произойдет насыщение сердечника дросселя. Чувствительность к запуску при этом существенно возрастает [J1. 9], но импульс на нагрузку передается с задержкой.

Транзистор, рассматривавшийся при анализе как линейный элемент, на самом деле не является токовым. Его нелинейность сказывается, прежде всего, в зависимости коэффициента усиления и входного сопротивления от тока эмиттера. Указанная зависимость такова, что при малом значении эмиттерного тока коэффициент усиления существенно снижается, а входное сопротивление возрастает. Следствием этого является медленное развитие процесса или даже нарушение условий регенерации в области малых токов. Эта область обязательно проходится, если перед поступлением импульса запуска транзистор заперт. В этом случае действие входного сигнала должно вызвать не только отпирание прибора, но также и увеличение его эмиттерного тока до такого значения, при котором коэффициент усиления возрастет, а входное сопротивление уменьшится настолько, чтобы регенерация стала возможной. То, что указанное возрастание

27


тока эмиттера обусловлено действием входного сигнала, а не происходит за счет положительной обратной связи, означает уменьшение чувствительности к запуску. Поэтому рассмотренный ранее способ осуществления ждущего режима путем нарушения условий регенерации, который допускает (и даже предполагает) пребывание транзистора в открытом состоянии до момента срабатывания схемы под воздействием внешнего сигнала, может рассматриваться как один из возможных методов повышения чувствительности к запуску. Например, весьма высокая чувствительность характерна для схемы, изображенной на рис. 1-7,а. В ней сигнал запуска должен только вывести диод цепи обратной связи на такой участок его характеристики, при котором общая проводимость диода (активная и емкостная) повышается настолько, что становится возможной регенерация. Через диод для этого необходимо пропустить незначительный ток (десятки — сотни микроампер) и, следовательно, ток запуска должен оыть того же порядка. Что касается входного напряжения, при котором обеспечивается запуск схемы, то оно примерно равнэ сумме отрицательного напряжения, задаваемого делителем Rcmi, Reui в ждущем состоянии схемы, и порога отпирания диода До.с-

При отпирании транзистора импульсом, поступающим на базу, вход прибора шунтируется цепью обратной связи, что снижает чувствительность к запуску. Для того чтобы ослабить шунтирование, применяется включение диода последовательно с обмоткой обратной связи [JI. 16]. При этом база транзистора связывается с нулевой шиной (при отрицательном эмиттере) или с шиной положительного смещения (при заземленном эмиттере) через резистор Rб, сопротивление которого может быть выбрано значительно большим, чем R0.с. Последним и обусловливается меньшее шунтирование входа транзистора и соответственно большая чувствительность к запуску в схемах с диодом в цепи обратной связи по сравнению со схемами, где такой диод отсутствует (рис. 1-9).

1-4. СРАВНИВАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА НА ОСНОВЕ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРА

В технике часто возникает необходимость сравнения изменяющегося во время сигнала с опорным напряжением. Устройства, выполняющие эту функцию, называются сравнивающими устройствами, или компараторами.

В качестве основного узла компараторов широко используются блокинг-генераторы (Л. 17—20].

Рис. 1-9. Кривые, характеризующие чувствительность блокинг-генератора к запуску при /?С-нагрузке, соответствующие трем случаям: непосредственному подключению нагрузки ко вторичной обмотке (О), подключению той же нагрузки через два кремниевых диода типа Д220Б (А) и применению диода в цепи положительной обратной связи при непосредственном подключении нагрузки (О).


В диодно-регенеративном компараторе (рис. 1-10,а) реализуется мостовой принцип выполнения цепи обратной связи. Обмотка w0.с, диод До.в, конденсатор Со.с и параллельно с ним источник входного сигнала Ес образуют цепь положительной обратной связи и одновременно являются плечами моста. Обмотка ш*0.с, диод Д*0.с, конденсатор С*0 и параллельно с ним источник опорного сигнала Uо образуют цепь отрицательной обратной связи и являются двумя другими плечами моста. В диагональ моста через конденсатор С б включен эмиттерный переход транзистора. В зависимости от того, проводимость которого из диодов До.с или Д*о.с — больше, преобладает либо положительная, либо отрицательная обратная связь.

Пусть на катоде диода Д*о.с действует отрицательный опорный потенциал Vо, а катодный потенциал UBX диода До.с монотонно по-

Рис. 1-10. Диодно-регенеративный компаратор на основе блокинг-генератора (а) и схема замещения цепи обратной

связи (б).

нижается от начального нулевого значения. Тогда диод Д*0.с открыт, и через него протекает ток /см, определяемый опорным напряжением Но и сопротивлением резистора i#cm. Диод Д0.с заперт и, следовательно, его проводимость ниже, чем диода Д*о.с. Результирующая обратная связь отрицательна.

•В этом состоянии схема находится до тех пор, пока катодный и анодный потенциалы диода До.с не сравняются. В следующий момент начинается увеличение тока диода До.с и уменьшение тока диода Д*о.с

Из-за нелинейности вольт-амперных характеристик диодов проводимость диода До.с монотонно возрастает, а диода Д*0.с — уменьшается. Как следствие ослабляется отрицательная обратная связь и усиливается положительная. Когда последняя станет достаточно сильной для того, чтобы выполнялось условие развития блокинг-процесса, компаратор срабатывает. Количественный анализ схемы позволяет оценить величину ошибки сравнения, т. е. разность между потенциалами UBX и % в момент срабатывания.

Приращения напряжения на обмотках обратной связи (/iA£/i) в схеме компаратора на рис. 1-10,а можно связать с приращениями токов в этих обмотках (Л/0.с и А/*0.с) и с приращением тока базы транзистора (Л/б) с помощью схемы замещения, изображенной на рис. 1-10,6. Здесь Го.с и г*0.с являются дифференциальными сопротивлениями диодов До.с и Д*о:С; гвх — входным сопротивлением

29


транзистора, а сопротивление Rm, равное (#см1|./?б1||Лб2)—эквивалент подключенных параллельно входу транзистора цепей. Конденсаторы С0.с, С*о.с, Сб и Сэ в схеме замещения не учтены, так как предполагается, что их емкости достаточно велики и напряжения на них во время регенеративного процесса не изменяются.

Из схемы на рис. 1-10,6 следует:

Условие регенерации выполняется, если некоторое начальное приращение базового тока Л/б вызывает зя счет действия цепи обратной связи новое приращение этого тока, большее, чем начальное, т. е. если

Последнее выражение овначает, что цепь обратной связи на первичной стороне трансформатора может быть отображена сопротивлением /?/о.с.экв=1^о.с.экв/я2 и, следовательно:

30


п«гш

где $=dIK/dl6 — дифференциальный коэффициент усиления транзистора по току.

Прямые ветви вольт-амперных характеристик диодов До. с и Д*о.с аппроксимируются выражениями [Л. 2J:

гд. , - . _________ .

Принимая во внимание, что токи через диоды в сумме равны /см, значения дифференциальных сопротивлений диодов можно связать с током смещения и с величиной входного тока следующим образом:

I

где

Тогда условие срабатывания компаратора записывается в виде

Для срабатывания необходимо, чтобы проводимость цепи положительной обратной связи превысила проводимость цепи отрицательной обратной связи, т. е. в момент срабатывания должно выполняться неравенство Л? >/ я* которому соответствует А,>0. Сле-

ос ^ о.с

довательно, входной ток в момент срабатывания определяется выражением

где ЯКр — положительный корень многочлена в левой части неравенства.

Представив входное сопротивление транзистора как

31


где г б—сопротивление пассивной области базы транзистора; /э — ток эмиттера, можно найти:

где

Разность Uср между входным и опорным напряжением, при которой происходит срабатывание компаратора, находится из выражения (1-34), (1-35) и (1-38):

Если источник входного сигнала Ес имеет конечное внутреннее сопротивление \Rc, то критическое значение э. д. с. этого источника, соответствующее срабатыванию компаратора, равно:

£с.кр-^£/0= С/ср—/срЯс (1-39а)

Обычно величины /д0 й ?*до отличаются незначительно, если

диоды цепей положительной и отрицательной обратной связи принадлежат к одной технологической партии. Поэтому ошибка сравнения напряжений (Ucр) определяется в основном вторым слагаемым в выражении (1-39). Его анализ позволяет сделать ряд практически полезных выводов. •

Во-первых, существует некоторое оптимальное значение тока смещения, при котором ошибка сравнения напряжений минимальна (рис. 1-11). Это значение /см.опт может быть найдено из условия

d%KvldICM=0.

При /См—^/см.опт обычно выполняется неравенство что позволяет воспользоваться приближенным выражением [JI. 12]

из которого следует:

/см.опх-^VT (1-40)

Во-вторых, ошибка сравнения напряжений уменьшается при возрастании сопротивления нагрузки (рис. 1-11,а). Поэтому в диодно-регенеративном компараторе целесообразно подключение нагрузки к выходной обмотке через один-два кремниевых полупроводниковых диода.

32


В третьих, чувствительность компаратора увеличивается с возрастанием тока эмиттера (рис. 1-11,в). Формулы (1-38), (1-39) позволяют количественно оценить зависимость чувствительности схемы, определяемой напряжением и током срабатывания, от эмиттерного тока транзистора, и выбрать его величину, исходя из требований к чувствительности.

Ошибку сравнения напряжений можно уменьшить, если изменить соотношение .между токами диодов До.с и Д*о.с в момент срабаты-

Рис. 1-11. Расчетные (линии) и экспериментальные (точки) характеристики чувствительности диодно-регенеративного компаратора.

0,01 ОМ 0,05 0.1 О.г 0.5мА в)

вания так, чтобы падения напряжения на диодах были равны. Этого можно достичь введением в схему дополнительной положительной либо отрицательной обратной связи и регулированием ее глубины. Увеличение глубины отрицательной обратной связи будет вызывать

3-400 33


возрастание тока диода До с и соответствующее уменьшение тока диода Д*о.с в момент срабатывания компаратора. Увеличение глубины положительной обратной связи, наоборот, будет вызывать уменьшение тока диода До.с и возрастание тока диода Д*0.с. Технически введение дополнительной обратной связи и возможность регулирования ее глубины достигается за счет цепи, содержащей потенциометр i/?p и конденсатор Ср (рис. 1-12,а). Характер обратной связи (положительная или отрицательная) и ее глубина изменяются при перемещении движка потенциометра i?p.

Применение описанного технического приема особенно эффективно, когда в компараторе используется высокочастотный транзистор. В этом случае в схеме возможна паразитная высокочастотная гене-

Рис. 1-12. Компараторы с цепями компенсации погрешности сравнения напряжений на диодах цепи сравнения.

рация, вызывающая появление на обмотках переменного напряжения, порядка десятков и даже сотен милливольт. Суммируясь со входным, указанное переменное напряжение способно увеличить ошибку сравнения входного и опорного потенциалов. Введением дополнительной отрицательной связи паразитная высокочастотная генерация устраняется.

На рис. 1-12,6 представлен компаратор, в котором реализован другой принцип уменьшения погрешности сравнения напряжений

[Л. 20}.

В этой схеме последовательно с каждым из диодов До.с и Д*0.с включены резисторы x\R$ и (il—сопротивления которых определяются положением движка потенциометра (л: — коэффициент деления). Потенциометр зашунтирован конденсатором Ср значительной емкости. Вследствие этого условие срабатывания схем на рис. 1-10,а и 1-12,6 эквивалентны и выражаются неравенством (1-39), а токи диодов До.с и Д*0.с на границе срабатывания равны:

тогда

(1-41)

34


Для того чтобы уменьшить погрешность сравнения входного й опорного напряжения до нуля путем перемещения движка потенциометра /?Р, очевидна необходимость выполнения неравенства

в котором 1*до/1до—максимальная величина отношения собственных токов диодов, используемых в цепи сравнения компаратора, с учетом разброса характеристик этих диодов. Неравенство (1-42) позволяет правильно выбрать потенциометр цепи настройки.

Согласно зависимости, показанной на рис. 1-11,6, г, при изменении величины тока смещения происходит изменение соотношения между токами диодов До.с и Д*0.с. Поэтому если цепью компенсации удалось снизить до нуля (или почти до нуля) погрешность сравнения напряжений при данном значении тока смещения, то настройка схемы нарушается при изменении тока. В частности, этого следует ожидать 'в схемах на рис. 1-12 при вариациях величины опорного напряжения.

С целью сохранения настройки схемы в последнем случае желательно вместо сопротивления /?См использовать в цепи смещения токозадающую цепь, выполненную, например, на транзисторе.

Изменение величины сопротивления нагрузки согласно рис. 1-11,6, г вызывает изменение соотношения между токами диодов До.с и Д*о.с и поэтому должно приводить к нарушению настройки схем на рис. 1-12. Использование порогового включения нагрузки позволяет избежать этого недостатка.

Повышение чувствительности компаратора по току может быть достигнуто, если в цепях положительной и отрицательной обратной связи использовать эмиттерные переходы транзисторов, а их коллекторы подключать к источнику питания. В этом случае входной ток уменьшается в $ раз по сравнению со значением, определяемым соотношениями (1-37).

Глава вторая

БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ В ЖДУЩЕМ

РЕЖИМЕ

2-1. ПУТИ СТАБИЛИЗАЦИИ И РЕГУЛИРОВАНИЯ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ИМПУЛЬСОВ, ФОРМИРУЕМЫХ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРАМИ

Этап формирования вершины импульса в блокинг-генераторе, который в основном определяет длительность импульса, продолжается до тех пор, пока транзистор работает в режиме насыщения. Если /к — мгновенное значение коллекторного тока, то насыщению соответствует выполнение неравенства Q6>Q6rP. В нем Qq — заряд неосновных носителей в базе транзистора, а (Зб.гр=тк/к есть тот минимальный (граничный) заряд, который должен присутствовать в базе для того, чтобы коллекторный ток был равен значению iK [Л. 2].

3*


Ьсли в одной системе координат построить изменение во времени зарядов Qe и Qo.гр, то моменту выхода транзистора из режима насыщения соответствует, точка пересечения этих кривых. На рис. 2-1,а приведен пример такого графического построения применительно к схеме блокинг-генератора с конденсатором, последовательно включенным с обмоткой положительной обратной связи l[JI. 2 и др.].

Заряд, накопленный в базе транзистора, тем больше и, следовательно, кривая Qe на рис. 2-1,а расположена тем выше, чем больше базовый ток и постоянная .времени жизни носителей в режиме -насыщения Тб.н, а также чем выше коэффициент усиления прибора по току (Л. 10, 20, 21]. С другой стороны, кривая Q&.гр расположена тем ниже, чем меньше ток коллектора, одной из составляющих которого является ток нагрузки, трансформируемый из нагрузочной обмотки в первичную. Точки пересечения кривых Qq и (Зб.гр зависят от взаимного расположения этих кривых. Это означает, что «момент выхода транзистора из режима насыщения и, тем самым, момент окончания этапа формирования вершины импульса (точки 2 и 2' на рис. 2-1,а) зависят от параметров транзистора и нагрузки.

,При увеличении напряжения «питания базовый и коллекторный токи транзистора не возрастают пропорционально. Это связано с тем, что из-за наличия в схеме источников запирающего смещения (рис. 1-1) и из-за нелинейности входной характеристики транзистора (рис. 1-2,в) цепь, включенная последовательно с обмоткой положительной обратной связи, является нелинейной. В то же время в большинстве случаев сопротивление нагрузки — линейно, и если оно подключено к нагрузочной обмотке непосредственно (а не через диод, например), то линейна также и цепь нагрузки. Таким образом, базовый ток транзистора является нелинейной функцией напряжения питания, а коллекторный ток содержит линейную и нелинейную компо-

Рис. 2-1. Возможные виды функций(0 и С?б.гр(/), соответствующие трем случаям.

а — схеме рис. 1-1; б — схеме, в которой выход транзистора из режима насыщения обеспечивается резким увеличением коллекторного тока; в — схеме, где транзистор выводится из насыщения путем перемены на обратное направление базового тока.

36


нёнты. Поэтому foKH /к и /б не могут быть пропорциональными. Однако, даже в случае линейной связи возрастающих токов базы и коллектора при увеличении напряжения питания отсутствует пропорциональность увеличения зарядов Qe и Qa.rp. Это объясняется тем, что постоянная времени тк, связывающая граничный заряд Qe.rp с коллекторным током, практически от последнего не зависит [Л. 2, 5], что иллюстрируется рис. 1-2,а. В то же время при возрастании /к происходит уменьшение коэффициента усиления транзистора (рис. 1-2,6) и постоянной времени Тб.н [Л. 21, 22]. Тем самым даже при пропорциональном увеличении токов базы и коллектора рост заряда Qe должен отставать от роста заряда Qe гр.

По изложенным причинам, при изменении напряжения питания кривые Qe и Q6.rp смещаются вверх i(nipH увеличении напряжения) или вниз (при уменьшении) непропорционально. Из-за этого момент, соответствующий пересечению кривых, сдвигается ibo времени, а, значит, длительность формируемого импульса оказывается зависящей также и от напряжения питания.

Проведенный качественный анализ шричин нестабильности длительности формируемых импульсов подсказывает путь стабилизации. Схему блокинг-гене-ратора целесообразно выполнять так, чтобы в заданный момент времени /*и, незначительно зависящий от нестабильных параметров схемы, в ней обеспечивались резкое увеличение коллекторного тока и соответственно ускоренный рост заряда Об.гр или же происходило отключение отпирающего базового тока и даже перемена его направления на обратное, чему соответствует ускоренный спад накопленного заряда Qe. В этих случаях смещение кривых Qg

и Qe.rp относительно друг друга под действием дестабилизирующих факторов вызывает незначительное смещение во время момента пересечения кривых (рис. 2-1,6, в), чем достигается стабилизация длительности формируемых импульсов.

Рис. 2-2. Временные диаграммы, характерные для блокинг-генера-тора с цепью задержанной отрицательной обратной связи.

37


Первый способ реализован в блокинг-генераторах с насыщающимся трансформатором. В таких схемах длительность импульса слабо зависит от параметров транзистора и нагрузки, а определяется трансформатором и величиной напряжения питания [Л. 9 и др.].

Второму способу стабилизации соответствует схема блокинг-ге-нератора, в которой, помимо цепи положительной обратной связи, поддерживающей транзистор в открытом состоянии во время формирования вершины импульса, содержится цепь задержанной отрицательной обратной связи (цепь ЗОС). Она обеспечивает появление в базовой цепи транзистора импульса тока /3.о.с в момент задержанный относительно начала блокинг-процесса на время Г*и. Ток /з.о.с противоположен по направлению отпирающему базовому току /б, задаваемому цепью положительной обратной связи (рис. 2-2). Действие импульса тока /3.о.с обусловливает запирание транзистора.

Если конструкция цепи ЗОС такова, что возможно плавное изменение параметров одного или нескольких ее элементов, ведущее к изменению времени Г*и, то тем самым обеспечивается плавное регулирование длительности формируемых импульсов. Стабилизация длительности достигается, во-первых, за счет такого выполнения цепи ЗОС, при котором время 71*и не существенно зависит от нестабильных параметров схемы, и, во-вторых, за счет сокращения нестабильного времени рассасывания избыточного заряда Q6.h=(Q6—Qa.rp) в базе транзистора. Очевидно, что если при формировании вершины импульса вообще исключить режим насыщения, тем самым уменьшив время рассасывания до нуля, то можно обеспечить еще более качественную стабилизацию. Исключение режима насыщения достигается применением известных цепей нелинейной отрицательной обратной связи [Л. 2, 5, 23 и др.].

2-2. О ПОСТРОЕНИЙ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ С ЦЕПЯМИ ЗОС

Использование цепи ЗОС при построении схем ждущих блокинг-генераторов позволяет не только решить задачу стабилизации и регулирования длительности формируемого импульса, но также и улучшить его форму за счет сокращения продолжительности заднего фронта путем форсирования запирания транзистора. В данном разделе рассматриваются вопросы, общие для блокинг-генераторов, в которых с указанными целями применены цепи ЗОС.

а) Цепи, определяющие длительность формируемых импульсов

Для того чтобы задать импульс запирающего тока в базу транзистора через некоторое время после начала блокинг-процесса, цепь ЗОС в большинстве случаев содержит накопительные элементы (конденсаторы, линейные и нелинейные дроссели) и те или иные ключевые элементы (диоды, транзисторы, четырехслойные полупроводниковые приборы и т. п.). После начала блокинг-процесса в накопительных элементах запасается энергия (например, растет напряжение на конденсаторе), и затем, когда энергия достигает определенного порогового уровня, происходит отпирание ключевого элемента. Через него

38


в базовую цепь поступает ток /з.о.с, направление которого противоположно отпирающему базовому току /б-

Необходимым условием правильной работы схемы, при которой длительность импульса определяется цепью ЗОС, является надежное обеспечение открытого состояния транзистора до момента (рис. 2-2). Поэтому на этапе формирования вершины импульса должно выполняться неравенство

где /б и /к — мгновенные значения соответственно токов базы и коллектора; В — коэффициент усиления транзистора по постоянному току.

Надежность выполнения неравенства (2-1) можно характеризовать коэффициентом насыщения

величина которого должна превышать единицу. В записанном выражении Вмин — минимальное значение В для данного типа транзистора, а второй сомножитель представляет собой минимальное отношение мгновенных значений базового и коллекторного токов на этапе формирования вершины импульса. В частном случае, когда цепь положительной обратной связи задает в базу транзистора постоянный ток /б, выражение (2-2) можно' переписать в виде

где /к.макс — максимальное значение коллекторного тока на этапе формирования вершины импульса.

Действие постоянного напряжения Uif приложенного к первичной обмотке трансформатора во время формирования вершины импульса, вызывает линейное нарастание магнитной индукции в сердечнике трансформатора в соответствии с уравнением

где B(t) и £(0) —мгновенное и начальное значения индукции в сердечнике 5 — его сечение, a Wi— число витков первичной обмотки трансформатора.

Если мгновенные значения индукции соответствуют линейному участку гистерезиса магнитного материала, то линейное нарастание индукции сопровождается также линейным ростом во времени тока намагничивания

где L\ — индуктивность первичной обмотки трансформатора.


Известно, что для реальных магнитных материалов характерно резкое снижение магнитной проницаемости, если индукция ноля превышает значение индукции насыщения £нас. Поэтому если до момента и индукция магнитного поля в сердечнике достигнет значения £нас, то это вызовет резкое снижение индуктивности первичной обмотки трансформатора. Как следствие, существенно увеличивается скорость нарастания тока намагничивания, а значит, и коллекторного тока, поскольку последний включает в себя ток намагничивания как одну из составляющих. Из-за быстрого нарастания коллекторного тока транзистор выйдет из состояния насыщения (рис. 2-1,6) и начинается формирование среза импульса.

При таком режиме работы момент окончания импульса определяется параметрами трансформатора и напряжением питания, а не цепью ЗОС, которая в этом случае перестает выполнять функцию стабилизации длительности импульсов. Для нормального действия цепи ЗОС необходимо предотвратить насыщение сердечника во время формирования импульса. С этой целью параметры трансформатора должны быть выбраны так, чтобы обеспечивалось выполнение неравенства

I

где /и.макс максимальная (в заданном диапазоне регулирования) длительность формируемого импульса; Ui макс — максимальное (с учетом разброса) напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора на этапе формирования вершины импульса, а В0ст— остаточная индукция магнитного поля в сердечнике.

В блокинг-генераторе с цепью ЗОС после момента t*u базовый ток транзистора можно представить в виде

I б=1б-* з.о.с,

где /б — составляющая тока, задаваемая цепью положительной обратной связи; /з.о.с — ток, поступающий в базу транзистора через ключевой элемент цепи ЗОС (рис. 2-2).

Ток ключевого элемента в реальных схемах нарастает плавно, чаще всего согласно уравнению

)

I

т. е. после момента t*u базовый ток транзистора плавно уменьшается от начального значения которое удовлетворяет неравенству (2-1). Такой характер изменения базового тока означает, что между моментом отпирания ключевого элемента цепи ЗОС и началом регенеративного процесса запирания проходит некоторое время Тя 3, характеризующее стадию задержки запирания. Ее продолжительность при отсутствии насыщения транзистора определяется как время, за которое базовый ток снижается от значения h(t*n) до значения

+ Г,.,) = - (2-7)

40


Если на этапе формирования вершины импульса транзистор работал в режиме насыщения, то продолжительность стадии задержки запирания определяется как время, за которое заряд, накопленный в базе, снижается от значения до значения

т. е. как время рассасывания избыточного заряда в базе транзистора.

Таким образом, если пренебречь малой продолжительностью фронта и среза импульса, то длительность импульса можно представить в виде суммы

Первое слагаемое—время от начала блокинг-процесса до момента отпирания ключевого элемента цепи ЗОС — молено стабилизировать путем соответствующего выбора цепи ЗОС и применением в ней элементов со стабильными параметрами. Что касается второго слагаемого, то оно существенно зависит от параметров транзистора и нагрузки.

Для блокинг-генератора с цепью стабилизации длительности формируемых импульсов очевидна необходимость выполнения соотношений:

Второе из них позволяет принять упрощающее допущение о том, что за время Т3.3 коллекторный ток транзистора /к и ток /б, задаваемый в базу цепью положительной обратной связи, изменяются пренебрежимо мало (рис. 2-2), т. е.

Из (2-6) и (2-7) следует, что продолжительность стадии задержки запирания в случае, когда предотвращен режим насыщения транзистора, равна:

Если на этапе формирования вершины импульса транзистор работает в режиме насыщения, то после отпирания ключевого элемента цепи ЗОС изменение во времени избыточного заряда можно описать дифференциальным упяпнрнирм ГЛ 10 91 991-

в котором Тб и Тб.н — постоянные времени жизни носителей в активном режиме и режиме насыщения; Qe.rp — граничный заряд, равный а Фб.н — избыточный заряд, равный разности между накопленным и граничным зарядами. С учетом (2-11) и (2-6) записанное дифференциальное УПавнение ппрттгтяштартга r пмпга

41


Решение этого уравнения содержит два экспоненциально изменяющихся слагаемых, что не позволяет выразить в явном виде длитель ность стадии задержки запирания. Используя метод приближенного анализа процессов, изложенный в [Л. 24], решение (2-13) можно представить в следующем упрощенном -виде:

где

Стадия задержки запирания продолжается до тех пор, пока избыточный заряд в базе транзистора не снизится до нуля. Принимая это во внимание, из (2-14) нетрудно получить:

Согласно (2-12) и (2-15), при некотором критическом значении амплитуды тока цепи ЗОС, равном

продолжительность стадии задержки запирания обращается в бесконечность. Следовательно, цепь ЗОС в этом случае не обеспечивает вывода транзистора из режима насыщения и стабилизацию длительности формируемых импульсов. Для выполнения своих функций цепь ЗОС и параметры ее элементов целесообразно выбирать так, чтобы выполнялось соотношение

При К= 1 отпирание ключевого элемента цепи ЗОС вызывает уменьшение базового тока до нуля, но направление этого тока остается прежним.

Изменение величин, входящих в выражения (2-12) и (2-15), вызванное технологическим разбросом параметров используемых компонентов схемы, колебаниями температуры окружающей среды или изменением нагрузки в процессе работы схемы (например, в случае, когда нагрузкой блокинг-генератора являются диодные, логические цепи), вызывает изменение продолжительности стадии задержки запирания. Разность

I

42


характеризует нестабильность времени Т3 3 и входит как слагаемое в нестабильность длительности формируемого импульса.

Если известны границы изменения величин, входящих в выражения (2-12) и (2-15), то для определения Т3.з.макс в эти выражения необходимо подставить максимальные граничные значения величин Тз.о.с, Тб.н, В,(t*n) и минимальные значения величин /3.0.с, Для вычисления Г3.3.мин в выражения (2-12) и (2-15) подставляются, наоборот, минимальные граничные значения величин т3.0.с, Тб.н, В, h(t*v) и максимальные значения величин /3.0.с и iK(t*и).

Нестабильность времени задержки запирания и тем самым длительности формируемого импульса может быть снижена за счет увеличения амплитуды тока цепи ЗОС (т. е. увеличением К). Однако в большинстве случаев в коллекторном токе имеется составляющая, пропорциональная /3.о.с, и, следовательно, повышение стабильности достигается ценой ухудшения полезного использования транзистора по току.

б) Цепи восстановления исходного состояния в блокинг-генераторах

Если Тв — продолжительность этапа восстановления исходного состояния схемы, то предельная частота ограничена по максимуму неравенством

При заданной длительности импульса частота срабатываний может быть повышена только за счет сокращения этапа восстановления исходного состояния. Несмотря на многообразие схем блокинг-генера-

Рис. 2-3. Схема замещения блокинг-генератора с цепью ЗОС на этапе восстановления исходного состояния.

торов, существуют некоторые общие технические решения, направленные на достижение этой цели. Поэтому анализу конкретных видов блокинг-генераторов с цепями ЗОС предшествует рассмотрение особенностей этапа восстановления исходного состояния в этих схемах и возможных способов сокращения его продолжительности. Это рассмотрение проводится путем анализа схемы замещения блокинг-генератора.

43


На этапе восстановления исходного состояния транзистор работает в режиме отсечки, и если пренебречь его тепловым током, то схема замещения блокинг-генератора может быть представлена в виде рис. 2-3. В этой схеме транзистор отображен разомкнутым ключом, где Li — индуктивность первичной обмотки трансформатора, а источник напряжения ЕЬ\ (s)=sLlt}l(t*j!l) отображает ненулевые

начальные условия, т. е. что за время формирования импульса в сердечнике трансформатора накопилась энергия магнитного поля; сопротивление /?'н — приведенное к первичной обмотке сопротивление нагрузки; сопротивления Z'0.c(s); Z'3.0.c(s); Z'3(s) — приведенные сопротивления цепей обратной связи и запуска; включенные параллельно им источники тока I'0.c(s); 1'3 o.c(s) и I'3(s) отображают ненулевые начальные условия, т. е. что в реактивных элементах указанных цепей за время формирования импульса накопилась энергия; сопротивление R'б и источники напряжений Е'е и Е'э=(Е* + Евх)'—приведенные к первичной обмотке трансформатора элементы цепей запирающего смещения.

Рассеяние энергии, накопленной в реактивных элементах, вызывает согласно схеме рис. 2-3 про-реактивных элементах схемы.текание тока по нагрузке после

окончания импульса, вследствие чего искажается форма импульса. Если на этапе восстановления ток продолжает протекаеть в прежнем направлении, что обусловлено рассеянием энергии, накопленной в реактивных элементах цепи положительной обратной связи и цепи ЗОС, то наблюдается «затягивание» импульса (рис. 2-4,а). Если после запирания транзистора направление тока в нагрузке изменяется на противоположное, что обусловлено рассеянием энергии, накопленной в трансформаторе, то появляется обратный выброс напряжения (рис. 2-4,6).

С целью устранения искажения формы импульса последовательно с нагрузкой, цепью положительной обратной связи и цепью ЗОС целесообразно включать диоды (показаны пунктиром на рис. 2-3,а) Дн, До.с, Дз.о с. Использование диода Ди обеспечивает однонаправленность протекания тока через нагрузку и тем самым делает невозможным появление обратного выброса. Диоды До с и Дз .о с предотвращают передачу через трансформатор в нагрузку энергии, накопленной в неактивных элементах цепи_ положительной обратной связи и пепи ЗОС. В этом случае для обеспечения возможности рассеяния этой энергии можно включать резисторы (например, ав.3,0 с на рис. 2-5), дополнительно нагружающие блокинг-генератор во время формирования импульса. Необходимость включения резисторов возникает в том случае, если диоды До о и Дз о с закрывают единственный путь для рассеяния энергии.

Кроме устранения искажения формы импульса, использование диодов Дн, До с, Дз о с позволяет разделить процессы рассеяния энергии, накопленной в трансформаторе, в цепях обратной связи и в цепи нагрузки, когда последняя имеет резистивно-емкостный характер. Если не обеспечить такое разделение процессов, то в большинстве практических случаев индуктивность Li образует с осталь

Рис. 2-4. Искажение формы импульса на нагрузке блокинг-генератора, вызванное рассеянием энергии, накопленной в

44


ными элементами схемы колебательный контур. Колебательный процесс в этом контуре может привести к отпиранию транзистора и ложному срабатыванию блокинг-генератора при изменении знака напряжения на обмотке положительной обратной связи.

Накопление энергии в сердечнике трансформатора выражается в изменении индукции магнитного поля, которое пропорционально напряжению приложенному к первичной обмотке во время фор-

Рис. 2-5. Блокинг-генератор с цепью ЗОС и элементами цепи восстановления исходного состояния.

мирования импульса, и длительности импульса Ги. Восстановление исходного состояния трансформатора означает возвращение индукции к прежнему значению, т. е. ее изменение в обратном направлении на ту же величину. Тогда, используя (2-3), можно записать:

где Miв (t) — напряжение на первичной обмотке трансформатора на этапе восстановления.

Из (2-19) следует, что если амплитуда напряжения на первичной обмотке трансформатора на этапе восстановления не должна превышать £Лв.макс, то длительность этого этапа будет минимальной при

тогда

Постоянство напряжения на обмотках трансформатора на этапе восстановления обеспечивается включением параллельно одной из обмоток до (как, например, на рис. 2-5 параллельно обмотке wi) последовательно соединенных диода Дв.тр и стабилитрона Д*в.тр. Диод, стабилитрон и обмотка до образуют цепь восстановления ис

45


ходного состояния трансформатора. На этапе восстановления

и, следовательно,

где Uд и f/д» — напряжение на диоде и стабилитроне цепи восстановления исходного состояния трансформатора.

Другой способ обеспечения постоянства напряжения на обмотках трансформатора на рассматриваемом этапе состоит во включении одной из обмоток w через диод между шинами питания. Диод включается таким образом, чтобы полярность напряжения на обмотке во время формирования импульса являлась для него обратной. На этапе восстановления, когда напряжения на обмотках трансформатора изменяют знак, через диод будет протекать ток в прямом направлении,

а на обмотке w — действовать напряжение £к+ ^ • Тогда

и, следовательно,

где Ек — напряжение питания схемы.

Обычно напряжение U\ близко к напряжению питания и, кроме того, Uлк. Поэтому, согласно (2-21а), соотноше-

ние между временем восстановления и продолжительностью формируемого импульса не зависит от Ек.

При выполнении цепи восстановления любым из двух рассмотренных способов магнитный поток в сердечнике уменьшается на этапе восстановления по линейному закону. В момент, когда ток уменьшится до нуля, диод Дв.тр запирается. Тогда в схеме замещения трансформатора параллельно индуктивности Li включаются вы-сокоомные цепи, образованные закрытыми диодами Дн, До.с, Дз.о.с и Дв.тр, а также заряженная паразитная емкость С'п. Последняя образована приведенными к первичной обмотке емкостями запертых диодов, коллекторной емкостью транзистора и паразитными межвит-ковыми емкостями. Колебательный

контур JLiCn характеризуется высокой добротностью. Поэтому разряд паразитной емкости через Li носит колебательный характер, что обусловливает перемену знака напряжения ,на обмотках трансформатора, в том числе и на обмотке положительной обратной связи. Последнее, как указывалось выше, может привести к огпиранию транзистора и ложному срабатыванию блокинг-генератора. Для подавления колебательного процесса параллельно одной из обмоток включается демпфирующий резистор /?д. Его величина должна удовлетвооять неоавенству

46


6 котором и С/„ — сопротивление резистора и паразитная емкость, приведенные к первичной обмотке трансформатора.

Вместо стабилитрона последовательно с диодом Дв.тр может быть включен резистор ^в.тр. В этом случае амплитуда обратного выброса напряжения на первичной обмотке определяется очевидным соотношением

в котором R'в.тр — сопротивление цепи восстановления трансформатора, приведенное к этой обмотке. Спад обратного напряжения происходит по экспоненциальному закону с постоянной времени

)

Этап восстановления можно считать законченным через время Гв.тр^'ЗТв.тр. Тогда из (2-22), (2-23) и (2-19) следует:

Разность потенциалов между коллектором и эмиттером запертого транзистора определяется суммой напряжения питания Ек и обратного напряжения, действующего на первичной обмотке. Очевидно, что напряжение на коллекторе не должно быть выше предельно допустимого для выбранного типа прибора. Поэтому .необходимо выполнение неравенства ^1В.макс<^Пред—Ек и, следовательно, время восстановления ограниченно по минимуму значением

для схемы, в которой на этапе восстановления поддерживаются неизменными напряжения на обмотках трансформатора, и значением

ЗЕЛ

в.мин — Тп тj р (2-26}

^ к. Пред ' к

для схемы, в которой энергия, накопленная в трансформаторе, рассеивается в сопротивлении |/?в.тр. Подставив значения l в.мин из (2-25) и (2-26) в выражение (2-18), можно определить предельно достижимую частоту срабатываний для двух указанных случаев.

2-3. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ С ДС-ЭЛЕМЕНТАМИ

В ЦЕПИ ЗОС

Общим для блокинг-генераторов рассматриваемого типа является использование конденсатора <в качестве накопительного элемента цепи ЗОС и заряд его во время формирования импульса через резистор.

В момент, когда напряжение на конденсаторе достигает определенного порогового значения, происходит отпирание ключевого элемента цепи ЗОС и в базу транзистора задается запирающий ток, что вызывает завершение импульса на нагрузке. Момент отпирания ключевого элемента зависит от двух факторов: от постоянной вре

47


мени заряда конденсатора и от величины порогового напряжения. Это обусловливает две возможности для регулирования длительности формируемых импульсов: изменением постоянной времени заряда с помощью переменного сопротивления и изменением величины порогового напряжения, например, с помощью потенциометра, включенного между шинами питания.

После окончания импульса конденсатор цепи ЗОС разряжается. Время разряда конденсатора определяет продолжительность восстановления исходного состояния цепи ЗОС. Процесс восстановления может быть ускорен, если параллельно конденсатору Сэ.о.с включить транзистор Тв, как это показано на рис. 2-6 IJ1. 2-5].

Транзистор находится в запертом состоянии при формировании импульса на нагрузке и поэтому не оказывает влияние на процесс формирования. Запертое состояние транзистора обеопечивается за счет действия напряжения на обмотке wB. Когда импульс заканчивается, напряжение на обмотке изменяет направление на обратное, транзистор Тв отпирается и быстро разряжает конденсатор.

Обмотка wв, стабилитрон Дв, транзистор Тв и сопротивление RK обеспечивают восстановление не только цепи ЗОС, но также и трансформатора.

а) Усовершенствование классической схемы блокинг-генератора с конденсатором, последовательно включенным с обмоткой положительной

обратной связи

Классическая схема блокинг-генератора (рис. 1-1,6, в) рассмотрена практически во всех монографиях по импульсной полупроводниковой технике [J1. 1—7 и др.]. Усовершенствованный вариант этой схемы (рис. 2-7,а), кроме основных конденсатора С0.с и резистора Ro.c, содержит дополнительно потенциометр конденсатор Ср и диод Дк. Все перечисленные элементы в совокупности образуют цепь стабилизации и регулирования длительности формируемых импульсов. Что касается остальных элементов схемы (Сф, Сэ, Rs, Дэ, До.с, Дв.тр и пр.), то их назначение является одинаковым для любого ждущего блокинг-генератора с цепью ЗОС и было рассмотрено ранее. Схема работает следующим образом.

В исходном состоянии конденсатор С0.с цепи положительной обратной связи разряжен. Потенциал на катоде диода Д к, выполняющего роль ключевого элемента цепи ЗОС, равен отрицательному потенциалу Еэ, задаваемому цепью запирающего смещения на эмиттере транзистора. Диод Дк заперт, так как потенциал на аноде этого диода, зависящий от положения движка потенциометра Rp, более отрицателен, чем на катоде.

При поступлении запускающего сигнала транзистор отпирается, и на нагрузке начинается формирование фронта импульса. Форсирующий конденсатор Сф обеспечивает ускорение регенеративного

Рис. 2-6. Способ ускорения разряда конденсатора цепи ЗОС во время восстановления исходного состояния блокинг-генератора.

48


процесса и обусловливает выбросы базового и коллекторного токов, а также выброс напряжения на базе транзистора, передаваемый через конденсатор С0.с на катод диода Дк (рис. 2-7,6). После окончания стадии регенерации транзистор переходит в режим насыщения, и напряжения на обмотках трансформатора и соответственно на нагрузке перестают изменяться.

Ток цепи положительной обратной связи, поддерживающий транзистор в режиме насыщения, заряжает конденсатор Сз.о.с, вследст-ствие чего на катоде диода Дк возрастает отрицательный потенциал

Рис. 2-7. Блокинг-генератор с конденсатором в цепи положительной обратной связи и цепью стабилизации длительности импульса (а); осциллограммы токов и напряжений в схеме (б); сверху вниз: напряжение на нагрузке (5 в/см), на катоде диода Дк (5 в/см), на базе транзистора (2 в/см); ток базы (20 ма/см) и ток коллектора (133 ма/см).

Масштаб времени 2 мксек/см\ границы области разброса длительности формируемых импульсов (в).


(рис. 2-7Д). Ё некоторый момент диод Дк окрываетсй, и начинаем заряд конденсатора Ср током, задаваемым обмоткой оУо.с через сопротивление Ro.c Емкость конденсатора Ср на один-два порядка больше, чем С0.с. Поэтому с момента отпирания диода Дк практически прекращается изменение потенциала на аноде и катоде этого диода, из-за чего базовый ток транзистора, поступающий через конденсатор Со.с, быстро спадает до нуля (рис. 2-7,б). Через некоторое время после момента отпирания диода Дк, определяемое продолжительностью стадии задержки запирания, транзистор переходит из режима насыщения в активный режим, и начинается формирование среза импульса на .нагрузке блокинг-генератора.

Таким образом, если не учитывать продолжительность стадии задержки запирания, то длительность формируемого схемой импульса определяется временем, за которое напряжение на конденсаторе С0.с возрастает до уровня, при котором происходит отпирание диода ДкСледовательно, длительность импульса пропорциональна постоянной времени заряда конденсатора. Последняя практически не зависит от параметров транзистора, если сопротивление Ro.c значительно превышает по величине входное сопротивление насыщенного транзистора. Время заряда конденсатора до уровня отпирания диода Дк, кроме того, мало зависит от напряжения питания, так как э. д. с. источника зарядной цепи (напряжение на обмотке обратной связи) и уровень напряжения, при котором отпирается диод Дк, практически пропорциональны. Тем самым в схеме достигается стабилизация длительности формируемых импульсов. Плавное регулирование длительности обеспечивается перемещением движка потенциометра Rp.

При принятых допущениях

Этап формирования вершины импульса

Время Т*и — от начала этапа формирования вершины импульса и до момента отпирания диода Дк — может быть найдено путем решения дифференциального уравнения, описывающего изменение потенциала :на катоде этого диода. Уравнение линейно, если считать неизменным напряжение Ui, приложенное к первичной обмотке и равное

где «f/K.н — падение напряжения на транзисторе в режиме насыщения, и, кроме того, если использовать кусочно-линейную аппроксимацию входной характеристики транзистора (рис. 1-2,г) и вольт-амперных характеристик диодов, представив эти характеристики в виде


где тrc — постоянная времени заряда конденсатора С0.с, определяемая выражением

— коэффициент регулирования, равный отношению сопротивления нижнего плеча потенциометра к его полному сопротивлению; (0) — напряжение на резисторе Кб, создаваемое протекающим

через него тепловым током транзистора /ко и током диода Д&; ^в.о.с(О)—падение напряжения на резисторе Яв.о.с и цепочке из параллельно-соединенных диода Дв.о.с и резистора fto.c, создаваемое обратным током диода Дк, протекающим через указанные элементы.

Учитывая их, можно записатьследующее приближенное выражение для оценки времени Г*и:

Спад базового тока транзистора после отпирания диода Дк происходит тем быстрее, а стадия задержки тем короче, чем меньше сопротивление диода Дк и включенного с ним последовательно выходного сопротивления потенциометра Последнее можно не принимать во внимание, если емкость конденсатора Ср превышает С0.с более чем в 10—20 раз. В этом случае базовый ток транзистора спадает по экспоненциальному законуот начального значения

стремясь к значению. Спад происходит с по

стоянной времени та о равной

В реальных схемах сопротивление Яб велико и поэтому справедливо неравенство |*'б(оо) | «О'бС^и.). Это позволяет считать, что после мо-

4* 51


I

мента t*и базовый ток снижается до нуля, чему соответствует равенство

Уменьшение длительности импульса в рассматриваемой схеме осуществляется перемещением вниз движка потенциометра Rp, т. е. уменьшением коэффициента При этом, как следует из (2-31), возрастает ток что, согласно (2-15), вызывает нежелательное увеличение продолжительности стадии задержки запирания. Поэтому при уменьшении длительности формируемых импульсов ее нестабильность существенно возрастает и это ограничивает диапазон регулирования по минимуму (|р>?р.мин)- По максимуму диапазон ограничен предельно достижимым коэффициентом регулирования Ер.макс, равным единице. С учетом ограничений кратность регулирования длительности формируемых импульсов в рассматриваемой схеме не превышает трех-четырех.

Этап восстановления исходного состояния

Во время этапа восстановления конденсатор С0 с разряжается через резистор t/?B.o с и диоды Дв.о.с, Дб. Можно считать, что продолжительность этого процесса равна трем постоянным времени разряда, и, следовательно,

Полагая, что процесс должен быть закончен к моменту очередного срабатывания блокинг-генератора, а также принимая во внимание выражение (2-286), можно записать:

где Ги.макс — максимальная в заданном диапазоне регулирования длительность формируемого импульса; .макс — соответствующий ей коэффициент регулирования; 1 в.мин — минимальное время, отводимое на восстановление исходного состояния схемы, равное

I

где /макс — заданная максимальная частота срабатываний блокинг-генератора.

Резистор Яв.о.с нагружает блокинг-генератор, причем

Из сопоставления записанного выражения с соотношениями (2-31) и (2-32) следует:

52


Последовательность расчета схемы и некоторые расчетные соотношения

Задачей расчета является определение параметров элементов схемы таким образом, чтобы на заданной нагрузке Rn обеспечить формирование импульса амплитудой UH и длительностью, регулируемой в пределах от Гп.мин доТн.макс при заданном значении максимальной частоты срабатываний схемы ^макс. Предполагается заданным напряжение питания ск. Расчет выполняется в следующей последовательности:

1. Исходные допущения и предпосылки.

а) С точки зрения повышения стабильности длительности импульсов целесообразно выбирать в качестве До.с, Дк, Дв.о.с диоды с минимальным порогом отпирания и импульсным сопротивлением (например, Д311). Диоды Дэ, Дб — кремниевые, обладающие значительной нелинейностью вольт-амперной характеристики. Выбор типов диодов позволяет считать известными их параметры Ед и г д.

б) Предполагаются известными запирающее смещение на эмиттере транзистора и падение напряжния С/к.н на транзисторе в режиме насыщения. Тем самым считается известным напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора во время формирования вершины импульса: Ui=EK—Еэ—UK.и.

в) Принимается, что продолжительность стадии задержки запирания составляет 10—20% от длительности формируемого импульса, т. е. 7*и= (0,8-0,9) 7V

г) Выбирается значение коэффициента трансформации обмотки положительной обратной связи. Если требуется обеспечить широкий диапазон регулирования длительности импульсовп макс/Ги.мин> >3—4), то целесообразно выбирать п> 1,5. В этом случае стабильность длительности повышается за счет нескольких факторов. Во-первых, согласно (2-28), уменьшается влияние на Т*и нестабильности величин Еэ, Ед, £вх.н, гвх.н и пр., что обусловлено возрастанием

nUi. Во-вторых, увеличение п позволяет иметь большее значение сопротивления резистора R0 с, а это способствует уменьшению влияния нестабильных .сопротивлений гл , гВх.н на длительность им-

ос

пульса. В-третьих, в схеме, где п> 1 (практически при /г^ 1,5), движок потенциометра Rv можно перемещать в крайнее верхнее положение, чему соответствует наибольшее достигаемое значение коэффициента регулирования ?Рмакс = 1. Второе слагаемое в знаменателе выражения (2-28) при этом возрастает, вследствие чего уменьшается влияние нестабильного третьего слагаемого на длительность импульса.

Если величина отношения 7,в.мин/7,и.макс превышает несколько десятков, то можно упростить схему, исключив из нее диод Дв.о.с-В этом случае

53


Применять в схеме трансформатор, у которого п>2, нежелательно с точки зрения ухудшения использования транзистора по току. Кроме того, обычно п0пт<1 (см. § 1-2), и поэтому увеличение коэффициента трансформации означает нежелательное увеличение длительности фронтов формируемых импульсов.

Коэффициент трансформации обмотки положительной обратной связи целесообразно выбирать в пределах от единицы до двух.

д) Выбирается максимальное значение коэффициента регулирования '5р.макс, соответствующее наибольшей длительности импульса в заданном диапазоне регулирования. Коэффициент .макс целесообразно принимать равным единице при п> 1,5 и равным (0,5-^0,7) п при /г^ 1,5.

2. Определение коэффициента трансформации нагрузочной обмотки и нагрузочной составляющей коллекторного тока

где Uл (/н) — падение напряжения на диоде цепи нагрузки от тока,

протекающего по сопротивлению нагрузки.

3. Определение параметров трансформатора.

а) Задаются индуктивностью первичной обмотки трансформатора, исходя из того, чтобы ток намагничивания к моменту окончания импульса максимальной длительности в заданном диапазоне регулирования составлял определенную долю (0,05-^0,25) от нагрузочной составляющей коллекторного тока. Этому соответствует равенство:

б) Конструктивные данные трансформатора рассчитываются так [JI. 3], чтобы, во-первых, .не допустить насыщение его сердечника во время формирования импульса максимальной длительности и, во-вторых, чтобы индуктивность первичной обмотки трансформатора была равна значению, определяемому выражением (2-37), или превышала это значение. Конструктивные данные, при которых обеспечивается выполнение указанных требований, должны одновременно удовлетворять неравенству (2-5) и неравенству i[JI. 26, 27 и др.]

где \io — абсолютная магнитная проницаемость; \i — относительная магнитная проницаемость материала сердечника, 5 —• его сечение; средняя длина магнитопровода, a Wi — число витков первичной обмотки.

4. Ориентировочный выбор.типа транзистора, а) По быстродействию.

54


С точки зрения обеспечения заданных длительностей фронта и среза импульса необходимо выбирать приборы, параметры которых В, Тк, С к удовлетворяют неравенствам (1 -28) и (1-29). Для обеспечения удовлетворительной стабильности длительности формируемых ИМПУЛЬСОВ — Приборы, у КОТОрЫХ Тб.нС (0,1-^0,2) Ги.мин-

б) По предельному напряжению между коллектором и базой. Если в цепи восстановления исходного состояния трансформатора предполагается использовать стабилитрон Д*ВшТр, то необходимо, чтобы предельнодопустимое напряжение коллектор—база было больше,

чем, где Гв.мин определяется выражением (2-33).

Если в цепи восстановления предполагается использовать резистор Яв.тр, то предельно допустимое напряжение коллектор — база

с 1 огт ^и.макс

транзистора должно превышать величину £к6Ui f

в .мин

в) По коллекторному току в режиме переключения. Ток коллектора в момент окончания импульса длительностью Ти.макс равен:

где коэффициент Кв.о.с определяется выражением (2-34) или (2-36) в зависимости от выполнения цепи разряда конденсатора С0.с. Учитывая необходимость выполнения соотношения (2-2) в момент /\.макс, когда базовый ток транзистора принимает минимальное значение, можно записать:

причем N выбирается равным 1,2—1,5.

•Предельно допустимое значение коллекторного тока транзистора при работе в режиме переключения должно превышать ток /к(/*н.макс), определяемый выражением (2-39).

5. Выбор величины сопротивления Яб.

Резистор R& является элементом цепи запирающего смещения

И его СОПрОТИВЛ^иир* пп.пжнп v7tnr.natrnnqtb henarphp.trv

где (/ко+/п)макс — максимальное значение суммы теплового тока транзистора и тока, создаваемого на входе схемы сигналами помех.

6. Определение параметров элементов цепи положительной обратной связи.

а) Базовый ток транзистора в момент t* и.макс должен удовлетворять соотношению (2-2). Тогда


б) Величина сопротивления Ro.c определяется из (2-29) с подстановкой уже найденных значений Ui, /б(/*и.макс), Ер.макс и др.

в) Емкость конденсатора С0 с определяется с помощью выражений (2-28), в которые подставляются заданные или уже найденные значения Т*и= (0,8-^0,9)Ти.макс, £р=Ер.макс, R0.c, Rб, гвх.н и др.

г) Минимальное значение коэффициента регулирования £р.мин, соответствующее наименьшей длительности импульса Ги.мин в требуемом диапазоне, определяется из (2-28) с подстановкой заданных или уже найденных значений Г*и= (0,8ч-0,9) Ги.мин, С0.с, Ro.c, Rб,

г вх.н И др.

7. Определение параметров элементов цепи восстановления исходного состояния блокинг-генератора.

а) Сопротивление Яв.о.с—цепи разряда конденсатора С0.с — находится из (2-32) пли (2-35) в зависимости от выполнения цепи разряда: с диодом Дв.о.с или без него.

б) Используя соотношения (2-20а) или (2-23), в зависимости от выполнения цепи восстановления трансформатора определяется напряжение пробоя стабилитрона Д*в.тр или 'величина сопротивления #в.тр. При определении напряжения пробоя стабилитрона необходимо в (2-20а) подставлять наибольшее значение напряжения питания в заданных границах его изменения.

Элементы цепи восстановления исходного состояния трансформатора обычно включаются параллельно его первичной обмотке.

в) Демпфирующее сопротивление подбирается экспериментально, так как расчет величины Сп, знание которой необходимо для определения Яд, — затруднителен.

8. Определение параметров элементов цепи регулирования длительности формируемого импульса.

а) Емкость конденсатора Ср выбирается большей емкости конденсатора Со.с в 20—50 раз.

б) Сопротивление i/?Р выбирается таким образом, чтобы ток, протекающий через него, превышал максимальное значение среднего тока через диол Дк в 20—50 оаз. Этому соответствует неравенство

где /л (5Р.мин) — ток диодаимеющий наибольшее значение при

7*з.з.макс — наибольшее значение длительности задержки запирания, которое достигается, когда формируется импульс минимальной длительности (|р=?р.мин), а сопротивление нагрузки — максимально. Время Тз.з.макс может быть вычислено с использованием выражения (2-15), если в него подставить Тб.н=Тб.н.макс;

где Я'н.макс — верхняя граница изменения сопротивления нагрузки; Тб.н.макс и В макс — верхние границы области технологического и

56


температурного разброса параметров транзисторов То н и .мин) — значение базового тока, которое находится из (2-29), если в это выражение подставить £р=£р.мин, а также уже найденныо значения параметров элементов схемы Ro.c, Re и т. д.

9. Оценка справедливости исходных допущений.

а) При расчете используется кусочно-линейная аппроксимация реальных нелинейных характеристик диодов и входной характеристики транзистора. После того, как схема рассчитана, параметры аппроксимирующей характеристики (Ед , гд и £вх.н, гвх.н) могут быть

уточнены с учетом того, что известны границы изменения токов через диоды и базового тока транзистора во время формирования вершины импульса.

б) После того, как параметры элементов схемы определены, может быть рассчитано падение напряжения на диоде Дэ, создаваемое средним током, протекающим через диод, т. е. уточнено значение Еэ. По известному диапазону изменения коллекторного тока в процессе формирования вершины импульса может быть уточнено падение напряжения Uк.н на транзисторе в режиме насыщения.

в) После того, как схема рассчитана, может быть произведена оценка относительной нестабильности длительности формируемого импульса Ои=АТи/Ти. Нестабильность, которая максимальна, когда формируется импульс наименьшей длительности в заданном диапазоне, равна:

Для вычисления ЛГ*н(£р.мин) используется выражение (2-28). С этой целью входящие в него величины подставляются с отклонениями от среднего, соответствующими увеличению Г*и(|р.мин), а затем — с отклонениями, соответствующими уменьшению этого времени.

Для вычисления нестабильности задержки запирания ЛГ3.з(£р.мин) используются выражения (2-15) или (2-17), в которые подставляются:

где R'н.мин, R'н.макс — границы изменения сопротивления нагрузки, а базовый ток /б(|р.мин) вычисляется по (2-29) с подстановкой 1р=5р.мин, а также известных параметров элементов схемы (R0.c, Rб и т. д.).

Если найденные значения 6и = АГи/Ги не удовлетворяет поставленным требованиям, то возможны следующие пути повышения стабильности длительности формируемых импульсов: увеличение коэффициента трансформации обмотки положительной обратной связи;

57


выбор транзистора с большим коэффициентом усиления по току, что

дает возможность уменьшить базовый ток и тем самым увеличить

Rо.с (тогда нестабильность величин гвх.н и гл будет относительно.с

но слабее сказываться на длительности формируемого импульса); выбор транзистора с большим быстродействием, т. е. с меньшей постоянной времени жизни носителей в режиме насыщения Тб.н, что обеспечивает сокращение времени задержки запирания; переход к схеме с ненасыщенным транзистором, что также обеспечивает сокращение времени задержки запирания; переход к другой по конструкции схеме, обладающей большей эффективностью действия цепи стабилизации.

Пример расчета схемы и результаты экспериментального исследования

Задание. Рассчитать блокинг-генератор со следующими данными:

61 i и. мин — 10 мксек; = 150 ом\ Тц.макс =20 мксек', £к= 15 в; /макс=2ООО гц. Расчет.

1. Выбираются диоды Д0.с и Дк типа Д311 А; диоды Дя, Дъ\ Д6 типа А219А. Ориентировочно: ^дзцд = 0Л5 в, Гд311 д = 25 ом;

^Д219А ГД219 А = 25 ом* ^i^14»1 Г*и.мин = 8,5 ж/сс^/с;

^*и.макс= 17 мксек. Коэффициент трансформации обмотки положительной обратной связи принимается равным двум, а коэффициент £ р. макс равным единице.

2. Коэффициент трансформации нагрузочной обмотки /гн и составляющая коллекторного тока /'н:

58

1  Применяется готовый трансформатор с четырьмя обмотками, имеющими равное число витков. Индуктивность обмоток 5 мгн. Линейность трансформатора сохраняется до значения магнитного потока в сердечнике, равного 600 в • мксек=600 мквб, т. е. неравенство (2-5) выполняется.


Минимальные и максимальные значения параметров транзистора МП21В приводятся

нише

5. Сопротивление R6 выбирается равным 3,9 ом.

6. Базовый ток транзистора И-Ч vnявнeния

находится R0.q= 1,3 ком. Из уравнения

определяется емкость конденсатора С0.с = 0,018 мкф. Из уравнения

следует £р.МИн = 0,63.

7. Параметры элементов цепей восстановления исходного состояния схемы

и

iB -качестве Дв.тр используется диод типа Д311. 8. Выбирается Ср = 10 мкф.

Сопротивление i/?n. удовлетвопяюптер ирпяирнстпу выбирается равным 5,6 ком.

59


На рис. 2-7,в сплошными линиями показаны границы разброса длительности формируемых импульсов, рассчитанные для схемы с найденными параметрами. При расчете предполагалось, что изменение длительности импульсов вызывается изменением величины напряжения питания Ек, сопротивления нагрузки от 150 ом до оо, а также параметров транзисторов в пределах, указанных в п. 4. На этом же рисунке пунктирными линиями нанесены границы экспериментально снятой области разброса Тк. При эксперименте производилась вариация напряжения питания, сопротивления нагрузки в указанных пределах, а также смена транзисторов. Совпадение границ расчетной и реальной области разброса Тц удовлетворительное.

б) Блокинг-генератор с мостовой времязадающей

iRC- цепью

Для рассмотренного выше блокинг-генератора характерно, что после отпирания ключевого элемента цепи ЗОС базовый ток транзистора ускоренно спадает до нуля, но его направление не изменяется на обратное. Из-за этого относительно долго длится стадия задержки запирания, что обусловливает невысокую стабильность длительности формируемых импульсов. Более качественная стабилизация обеспечивается в блокинг-генераторе с мостовой времязадающей ЯС-цепыо [JI. 28, 29]. В этой схеме отпирание ключевого элемента цепи ЗОС вызывает поступление в базу запирающего тока.

Рассматриваемая схема изображена на рис. 2-8,а. В ней цепь положительной обратной связи содержит обмотку w0.с, диод Д0.с, резистор Ясс и форсирующий конденсатор Сф. Цепь ЗОС выполнена в виде моста, два плеча которого образованы обмотками w0.с и грз.о.с, а два других плеча — конденсатором С3.0.с и резистором Яз.о.с. В диагональ моста через диод Дк, выполняющий роль ключевого элемента цепи ЗОС, включен переход эмиттер — база транзистора. Кроме перечисленных элементов, схема содержит ряд других (#б, До, Сэ, Дн и пр.), назначение которых одинаково для любого ждущего блокинг-генератора с цепью ЗОС и было рассмотрено ранее. Принцип действия схемы состоит в следующем.

При поступлении импульса запуска транзистор отпирается и на нагрузке начинается формирование фронта импульса. Форсирующий конденсатор Сф обеспечивает ускорение регенеративного процесса и обусловливает выбросы базового и коллекторного токов, а также выброс напряжения на базе транзистора (рис. 2-8,б). После окончания стадии регенерации транзистор переходит в режим насыщения, и напряжение на обмотках трансформатора и соответственно на нагрузке перестает изменяться. Насыщенное состояние транзистора затем поддерживается постоянным базовым током /б, задаваемым цепью положительной обратной связи.

Отрицательный скачок напряжения, возникающий при формировании импульса на обмотке положительной обратной связи, передается через конденсатор С3.0 с на анод диода Дк и запирает последний. Запертым диодом цепь ЗОС отделяется от остальной части схемы, что практически исключает влияние параметров транзистора и нагрузки на происходящий в цепи ЗОС процесс заряда конденсатора Сз.о.с. Заряд осуществляется током, протекающим через резистор Яз.о.с. По мере заряда повышается потенциал на аноде диода Дк (рис. 2-8,6), и в момент, когда он превысит потенциал базы транзистора на величину порога отпирания диода, последний открывается

60


и в базовую цепь транзистора через сопротивление Rs.o.c задается запирающий ток. Через некоторый промежуток времени после момента отпирания диода Дк, определяемый продолжительностью стадии задержки запирания, на нагрузке начинается формирование среза импульса.

Таким образом, если не учитывать время задержки запирания, длительность формируемого импульса определяется временем нарастания напряжения на конденсаторе С3.0.с до уровня, при котором отпирается диод Дк. Как отмечалось выше, на процесс заряда кон-

Рис. 2-8. Блокинг-генератор с мостовой времязадающей цепью (а); осциллограммы напряжений и токов в схеме (б); сверху вниз: напряжение на нагрузке, на аноде диода Дк, на базе транзистора; ток коллектора. Масштаб напряжений 5 ejсм, тока 66 ма/см; времени 2 мксек1см\ границы области разброса длительности формируемых импульсов.

61


денсатора практически не оказывают влияния параметры транзистора и нагрузки. Продолжительность этого процесса, кроме того, весьма слабо зависит от величины напряжения питания, поскольку цепь ЗОС выполнена в виде ЯС-моста [J1. 30]. Тем самым в схеме достигается стабилизация длительности формируемого импульса.

Плавное регулирование длительности осуществляется изменением сопротивления резистора Яз.о.с. Уменьшение #з .о.с вызывает не только уменьшение длительности формируемого импульса, но также и возрастание запирающего тока, задаваемого цепью ЗОС в базу транзистора. Поэтому с уменьшением длительности импульса одновременно сокращается время задержки запирания, т. е. относительная нестабильность длительности сохраняется примерно постоянной во всем диапазоне регулирования. Это является достоинством схемы.

В рассматриваемом блокинг-генераторе могут быть различные соотношения между числами витков обмоток ш0.с и Доз.о.с. Однако оптимальным с точки зрения лучшего использования транзистора по току является равенство чисел витков этих обмоток [Л. 31]. В дальнейшем предполагается выполненным соотношение w0.c = w3.0.c'

Этап формирования вершины импульса

Время Ри—-от начала этапа формирования вершины импульса и до момента отпирания диода Дк — может быть найдено из решения дифференциального уравнения, описывающего изменение потенциала на аноде диода Дк. Уравнение линейно, если принять такие же допущения, как и в § 2-3, а. Из решения уравнения следует:

где Тле — постоянная времени заряда конденсатора Сз.о.с-'

а ибЛ(1б) — падение напряжения между базой и эмиттером насыщенного транзистора от тока /б, задаваемою в базу цепью положительной обратной связи.

Обычно выполняются соотношения:

Учитывая их, можно записать следующее приближенное выражение:


После отпирания диода Дк увеличение во времени тока, протекающего через этот диод, описывается уравнением (2-6), в котором:

где

Если пренебречь незначительными по величине падениями напряжения на диодах схемы и переходе эмиттер — база транзистора по сравнению с напряжением п0\, действующим на обмотках w0.с и w3.0.c, то очевидна справедливость равенства

где iRc(t*и) — мгновенное значение тока заряда конденсатора С3.0.с в момент t*n, a Irc— амплитуда этого тока. Пересчитанное в коллекторную цепь значение амплитуды равно:

При регулировании длительности формируемого импульса путем изменения сопротивления Яз.о.с ток /з.о.с практически гаропорциона-лен кратности регулирования, что следует из «выражений (2-42) и (2-43), т. е. справедливо соотношение:

В нем /з.о.с.макс и /3.о.с.мин — максимальное и минимальное значения амплитуды тока ключевого элемента цепи ЗОС, соответствующие случаям формирования минимальной и максимальной длительности импульса в заданном диапазоне.

Учитывая равенство (2-44), можно записать:


где /6 — ток, задаваемый в базу транзистора цепью положительной обратной связи, равный:

Если принять во внимание необходимость выполнения условия (2-16), то выражение (2-45) означает, что с увеличением кратности регулирования ухудшается полезное использование транзистора по току. Кроме того, уменьшение #3.0.с> согласно (2-42) и (2-43), ведет

к увеличению влияния нестабильных сопротивлений Гд , Гд , Гд

г вх.н на длительность формируемого импульса. В связи с этим в рассматриваемой схеме кратность регулирования практически не превышает двух-трех.

Этап восстановления исходного состояния

За время формирования импульса энергия накапливается в двух реактивных элементах схемы — трансформаторе и конденсаторе Сз.о.с. После окончания импульса конденсатор разряжается через сопротивление i/?0.c и диод Дк. Одновременно рассеивается энергия, накопленная в трансформаторе. Из-за наличия в схеме диодов До.с и Дз.о.с эти процессы 'происходят независимо друг от друга.

После окончания импульса на нагрузке процесс разряда конденсатора можно считать завершенным через время, равное Тв« «ЗСз.о.сЯо.с. Если учесть (2-42), то

Пренебрегая незначительными по величине падениями напряжения на диодах и переходе эмиттер — база транзистора по сравнению с напряжениями, действующими на обмотках w0.с и до3.о.с, можно записать:

и, следовательно,

>

Поскольку восстановление исходного состояния характеризуется рассеянием энергии, накопленной в двух элементах — конденсаторе и трансформаторе, то этап восстановления определяется тем процессом, который заканчивается позже, и поэтому предельная частота запуска рассматриваемой схемы не может превысить значения


Последовательность расчета схемы блокинг-генератора и некоторые расчетные соотношения

Задача и последовательность расчета схемы блокинг-генератора с цепью ЗОС в виде #С-моста и блокинг-генератора, рассмотренного в § 2-3,а, подобны. Поэтому в данном разделе подробно рассматриваются только те пункты расчета, которые специфичны для схемы с цепью ЗОС в виде #С-моста. Предлагается следующая последовательность расчета:

1. Исходные допущения и предпосылки.

а) Предполагаются известными типы диодов. С точки зрения повышения стабильности длительности формируемых .импульсов в качестве ДИОДОВ До.с, Дз.о.с, Дк следует выбирать типы с минимальным импульсным сопротивлением.

б) См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

в) См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

г) Выбирается значение коэффициента трансформации обмотки положительной обратной связи. Качественный анализ влияния величины п на стабильность длительности формируемых импульсов, изложенный в § 2-3, а, справедлив и в данном случае. Целесообразным является использование трансформатора, у которого п= 1. Это упрощает его конструкцию и позволяет улучшить магнитную связь между обмотками.

д) Выбирается значение коэффициента /Смин=/з.о.с.мин//б- Увеличение этого коэффициента способствует повышению стабильности длительности формируемых импульсов, что следует из (2-12) и (2-15), но одновременно ухудшает полезное использование транзистора по току, что вытекает из соотношений (2-45). При первом шаге расчета целесообразно задаваться значением Кмин ~ (1 -t 1,5).

2. Определение значений tin и /7Н проводится в соответствии с п. 2 расчета § 2-3,а.

3. Определение параметров трансформатора.

а) При расчете индуктивности первичной обмотки трансформатора Li учитывается следующее.

Индуктивность Lt определяет скорость нарастания тока намагничивания ip, который является одной из двух изменяющихся во

времени составляющих коллекторного тока транзистора. Другая составляющая — /'не, экспоненциально спадающая на этапе формирования вершины импульса, представляет собой ток заряда конденсатора цепи ЗОС, приведенный к первичной обмотке трансформатора. Из-за противоположного характера изменения во времени токов г^ и i'rc коллекторный ток транзистора может принимать наибольшее значение при формировании импульса либо в начальный, либо в конечный моменты времени.

При регулировании длительности формируемого импульса изменяется как амплитуда тока намагничивания в соответствии с уравнением (2-4), так и приведенная к первичной обмотке амплитуда тока заряда конденсатора цепи ЗОС ГRC. Последнее обусловлено тем что регулирование длительности осуществляется путем изменения •Яз.о.с»

Если индуктивность первичной обмотки трансформатора достаточно велика, то максимальное значение коллекторный ток принимает в начальный момент формирования импульса минимальной длитель-

65

5—400


ности в диапазоне регулирования, поскольку в этом случае выполняется неравенство ^лсмакс>^лс(/и.макс)+ iy. (tn.u&Kc). Оно может быть записано в виде

Базовый ток /б транзистора должен быть достаточным, чтобы обеспечить насыщенное состояние прибора при указанном максимальном значении коллекторного тока. Но тогда без ухудшения полезного использования транзистора по току, т. е. без необходимости увеличения тока /б, можно снизить индуктивность Li до такого значения L* 1, при котором неравенство (2-49) обратилось бы в равенство. Это рационально с точки зрения уменьшения габаритов трансформатора и тем самым его паразитных реактивностей, а также с точки зрения сокращения времени задержки запирания, что следует из vpaBHeHHfi (2-15).

Таким образом, индуктивность первичной обмотки трансформатора не целесообразно выбирать большим значения L*i, которое, как это следует из (2-49), равно:

Если Li<L*i, то неравенство (2-49) изменяется на обратное. Это означает, что коллекторный ток достигает своего наибольшего значения в момент окончания импульса максимальной длительности в диапазоне регулирования. В этом случае уменьшение индуктивности Li вызывает необходимость увеличивать ток /б, задаваемый в базу транзистора цепью положительной обратнойv связи. Иными словами, уменьшение индуктивности первичной обмотки трансформатора до значений, меньших L*ь означает ухудшение использования транзистора по току.

Таким образом, Li следует выбирать равным или незначительно превышающим значение L*im Для вычисления L*± по (2-50) необходимо знать ток /б. Формулы для определения этого тока будут получены ниже (см. пп. 4 и 6).

б) Расчет конструктивных данных трансформатора. См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

4. Ориентировочный выбор типа транзистора.

а) По быстродействию. См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

б) По предельному напряжению между коллектором и базой. См. аналогичный пункт расчета в*§ 2-3,а.

в) По коллекторному току в режиме переключения.

Если выбирается Li>L*i, то максимального значения коллекторный ток достигает в начальный момент при формировании импульса минимальной длительности в диапазоне регулирования. Учитывая (2-45), это значение коллекторного тока можно записать в виде

66


Поскольку ток базы должен удовлетворять условию (2-2а), то

Если используется готовый трансформатор, то до проведения расчета неизвестно соотношение между индуктивностью его первичной обмотки Li и расчетным значением L*i. Другими словами, при использовании готового трансформатора заранее неизвестно соотношение между значениями коллекторного тока iK (0) \т _т и

и 'и. мин

(^и.маке)*

С учетом выражений (2-44) и (2-45) можно записать:

Поскольку ток базы должен удовлетворять условию (2-2а), то

)

Большая из двух величин iK (0)L __т или /к (tu МакС) пред-

и и. мин

ставляет собой значение амплитуды коллекторного тока в рассчитываемой схеме.

5. Выбор сопротивления Rб. См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

6. Определение параметров элементов цепи положительной обратной связи и цепи ЗОС.

а) Базовый ток транзистора вычисляется по формуле (2-2а), в которую в качестве /к.макс подставляется большее из значений .

(0) |т — г или iK(tu макС), определенных по (2-51) и (2-51а).

б) Сопротивление Roe рассчитывается с использованием выражения (2-46), в которое представляют уже найденные значения /б,

nUlf Ел и т. д.

^о.с

в) Сопротивление Я3>0 с.макс определяется из (2-43) с подстановкой уже известных значений /3.0.с = Еп и т. Д.

•"о.С

г) Емкость конденсатора С3.0 с рассчитывается с использованием выражений (2-42а) и (2-426), в которое подставляются 7,*и=Г*и.МакС ^ ^ (0,85-f-0,95) 7*и>Макс; R3 о с = Я3.о С.макС: гл ; г™

З.о-С -"о-С

7. Определение параметров элементов цепи восстановления исходного состояния блокинг-генератора. См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а, исключая пункт 7,а.

8. Определение параметров цепи регулирования длительности формируемого импульса.

Регулирования длительности осуществляется изменением величины сопротивления Яз.о.с- Сопротивление </?з.о.с

.мин» соответствующее

5* 67


минимальном длительности импульса, определяется из очевидного соотношения

9. Оценка справедливости исходных допущений:

а) См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

б) См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

в) Оценка нестабильности длительности формируемого импульса производится с использованием формулы

Первое слагаемое в ней вычисляется по методике, изложенной в § 2-3,а, с использованием выражений (2-42) и (2-42а). Для вычисления второго слагаемого применяются выражения (2-15) или (2-17),

В КОТОрЫе ПОДСТаВЛЯеТСЯ /з.о.с =/3.0.0(^3.о.с.мин),

где Я'н.мин и Я'н.макс — границы изменения сопротивления нагрузки, приведенного к коллекторной цепи транзистора, а /з.о.с(Яз.о.с.мин)— ток цепи ЗОС при формировании импульса минимальной длительности в диапазоне регулирования. Этот ток определяется выражением (2-43) с подстановкой в него Яз.о.с = Яз.о.с.мин-

Если найденное значениене удовлетворяет по

ставленным требованиям, то, помимо способов повышения стабильности длительности формируемых импульсов, изложенных в § 2-3,а, возможен еще один — увеличение коэффициента /(мин. Следует иметь в виду, что путь означает ухудшение полезного использования транзистора по току.

Пример расчета схемы и результаты экспериментального

исследования

Задание. Рассчитать блокинг-генератор со следующими данными: 12 в; Гимин=10 мксек; Ги.макс=20 мксек; Ян^ 150 ом; £к=15 в; /макс=2 ООО гц.

Расчет.

1. Выбираются диоды Д0.с, Д3.0.с» Дк типа Д311А, а диоды Дъ* Дъ типа Д219А. Ориентировочно: £дзпа = 0,15 в и ГдЗПА = = 25 ом; £д219^ = 0,5 в и гД219А = 25 ом; ^ = 14,3 в; Г*и.мин = = 9,0 мксек; Г*и.макС= 18 мксек. Коэффициент трансформации обмо-68


ток положительной обратной связи и задержанной отрицательной обратной связи принимается равным единице, а коэффициент /(мин равным 1,1.

2. Коэффициент трансформации нагрузочной обмотки и нагрузочная составляющая коллекторного тока:

3. Применяется готовый трансформатор, параметры которого указаны в п. 3 примера расчета в § 2-3,а.

4. По параметрам, характеризующим быстродействие, по величине предельно допустимого напряжения коллектор — база и по величине коллекторного тока в ключевом режиме в данной схеме могут быть использованы транзисторы МП21В.

Значения коллекторного тока iK (0) L _т и /к (^и.макс) рав-

и. и. макс

ны соответственно:

5. Сопротивление выбирается равным 3,9 ком.

6. Базовый ток транзистора равен:

Из уравнений и

определяются соответственно R0 с = 1 ком, R3 0 с = 820 ом, С3 о с = = 0,03 мкф.

7. Сопротивление цепи восстановления исходного состояния трансформатора находится из соотношения

и равно 30 ом.

69


8. Сопротивление резистора Яз.о.с млн, соответствующее минимальной длительности импульса, определяется из уравнения

и равно 390 ом.

На рис. 2-8,в сплошными линиями показаны границы разброса длительности формируемых импульсов, рассчитанные для схемы с найденными параметрами. При расчете предполагалось, что изменение длительности импульсов вызывается изменением величины напряжения питания Ек, сопротивления нагрузки от 150 ом до оо, а также параметров транзисторов в пределах, указанных в п. 4 примера расчета, данного в § 2-3,а. На этом же рисунке пунктиром нанесены границы экспериментально снятой области разброса Ти. При эксперименте в указанных пределах изменялись напряжение питания, сопротивление нагрузки и производилась смена транзисторов. Совпадение границ расчетного и экспериментального разброса длительности формируемых импульсов — удовлетворительное.

Усовершенствованный вариант схемы блокинг-генератора с мостовой времязадающей RC-цепью

Основной недостаток рассмотренной схемы с цепью ЗОС в виде RC-моста состоит в относительно низком коэффициенте использования транзистора по току и в ограниченности диапазона регулирования длительности формируемых импульсов. Это связано с тем, что коллекторный ток транзистора содержит существенную по величине компоненту /'дсмакс, пропорциональную току /з.о.с (например, в «рассчитанной схеме полезная нагрузочная компонента в коллекторном токе транзистора составляет 90 ма, а ток /'дсмакс примерно равен 130 ма).

Схема на рис. 2-9,a [JI. 29] является модификацией блокинг-генератора с мостовой времязадающей ЯС-цепью и отличается тем, что в качестве ключевого диода Дк используется эмиттерный переход дополнительного п-р-п транзистора, причем его коллекторный переход включен параллельно резистору Яз.о.с. При таком построении схемы запирание основного транзистора, Т осуществляется эмиттер-ным током дополнительного транзистора Тк, чем достигается желаемое уменьшение отношения /'дсмакс//з.о с. Кроме того, коллекторный ток транзистора I к трансформируется в первичную обмотку. Поэтому при отпирании дополнительного транзистора не только изменяется на обратное направление базового тока основного транзистора, но также и возрастает коллекторный ток последнего (рис. 2-9,6). Этим достигается сокращение продолжительности стадии задержки запирания (рис. 2-9,6, в) и, следовательно, повышение стабильности длительности формируемых импульсов.

На рис. 2-9,г показаны границы области разброса длительности формируемых импульсов, экспериментально найденные для блокинг-генератора со стабилизирующим ЯС-мостом и дополнительным я-р-я-транзистором (типа МП37Б) в качестве ключевого элемента. Параметры элементов схемы и условия эксперимента те же, что и для рис. 2-8,в,

70


Рис. 2-9. Для осциллограмм: /б = 40 ма/см; /„ = 66 ма/см\ масштаб

времени 2 мксек/см.

71


Расширение диапазона регулирования длительности импульсов в схеме с дополнительным транзистором иллюстрируется кривыми 1—4 на рис. 2-9Д где кривая 1 соответствует случаю: ^ = 10 в, Rh = oo; 2 £к = 10 в, i?H= 150 ом; 3— £к=15 в, R* = 150 ом; 4—Ек = =20^ в, Rн== 150 ом. Кривые 58, приведенные на рис. 2-9,д, относятся к той же схеме, но с диодом Дк в качестве ключевого элемента цепи ЗОС. Кривая 5 соответствует случаю £к = 20 в, i?H = 150 оиг, 6—Ек = = 20 в, Ян = оо; 7 —£„=15 в, Ян = оо; § —£К=Ю в, /?н = оо.

в) Блокинг-генераторы с использованием в цепи ЗОС ключевых элементов с отрицательным сопротивлением

Выше рассматривались схемы блокинг-генераторов с цепью ЗОС, где составляющая тока этой цепи в коллекторном токе транзистора и величина запирающего тока, задаваемого в базу прибора при отпирании ключевого элемента цепи ЗОС, пропорциональны. Поскольку

повышение стабильности длительности требует увеличения запирающего тока, то отмеченная пропорциональность означает, что стабилизация достигается ценой ухудшения полезного использования транзистора по току. Кроме того, приходится уменьшать сопротивление резистора времязадающей ^С-цепи и тогда для сохранения заданной длительности импульса — увеличивать е*м-кость конденсатора и тем самым габариты устройства. Последнее особенно существенно, если необходимо формировать импульсы большой длительности (единицы и десятки миллисекунд).

Возможность сформирования значительных по длительности импульсов при небольших габаритах времязадающей цепи имеется в схемах, где в качестве ключевого элемента цепи ЗОС используется прибор, в вольт-амперной характеристике которого имеется участок с отрицательным сопротивлением. Особенностью такого прибора является способность скачкообразно переходить из состояния низкой проводимости в состояние высокой в момент, когда напряжение между его электродами достигает определенного порогового значения.

При использовании в качестве ключевого элемента цепи ЗОС прибора с отрицательным сопротивлением конденсатор RC-цепи выполняет роль не только времязадающего элемента, но также и роль

Рис. 2-10. Блокинг-генераторы, в цепи ЗОС которых использованы ключевые

элементы с отрицательным сопротивлением.

72


накопителя энергии, которая затем используется для выключения транзистора блокинг-генератора. Когда напряжение на конденсаторе достигает порогового значения, ключевой элемент переходит в состояние высокой проводимости, и заряженный конденсатор подключается к базе транзистора. Разрядный ток осуществляет запирание прибора, и импульс на нагрузке заканчивается. Примеры блокинг-генераторов, построенных по изложенному принципу, показаны на рис. 2-10.

Блокинг-генератор на рис. 2-10,а является усовершенствованным вариантом схемы, описанной в [JI. 32J. При поступлении импульса запуска блокинг-генератор срабатывает, и на обмотках трансформатора возникает напряжение. Ток положительной обратной связи, протекающий через обмотку w0.с и поступающий в базу транзистора, поддерживает последний в состоянии насыщения. Ток через резистор Яз.о.с осуществляет заряд конденсатора Сз.о.с• В момент, когда напряжение на конденсаторе достигнет порога срабатывания динистора Дк, последний скачкообразно переходит в состояние высокой проводимости. Через динистор, а также через диоды Дкi и Дк2 наряженный конденсатор С3 о.с подключается к базе транзистора, что вызывает рассасывание заряда в базе и затем запирание прибора.

Кремниевые диоды ДК1 и Дк2 исключают влияние напряжения, возникающего на базе транзистора во время формирования импульса, на порог отпирания динистора Дк. Элементы Дз.о.с и Я*з.о с обеспечивают стабилизацию напряжения в цепи заряда конденсатора С3 о.с. Тем самым ослабляется влияние напряжения питания блокинг-генератора на длительность формируемого импульса.

В схеме на рис. 2-10,6 в Цепи ЗОС используется однопереходной транзистор (ОПТ). Этот прибор совместно с ЯС-цепью, содержащей резистор Яз о.с и конденсатор С3.о.с, а также совместно с резисторами Я*з.о с и Я**з.о.с образует схему релаксатора. Свойство такой схемы — вырабатывать на выходе (ib точке А) импульс, задержанный относительно момента поступления напряжения питания схемы (между точкой Б и нулевой шиной) на время, пропорциональное постоянной времени заряда конденсатора С3.0.с и не зависящее от величины напряжения питания Ек fJI. 33]. Импульс на выходе обусловлен разрядом конденсатора С30.с через ОПТ и резистор Я**з.о.с.

При срабатывании блокинг-генератора под действием пускового импульса .на обмотке w0.с появляется напряжение, и через резистор Я о.с в базу транзистора поступает ток, поддерживающий прибор в режиме насыщения. Напряжение на обмотке w0.c обеспечивает питание релаксатора на ОПТ. Поэтому через время релаксации ОПТ отпирается, и через диоды Дкi, Дкг заряженный конденсатор С3 о.с подключается к базе транзистора, обеспечивая запирание последнего. Регулирование длительности формируемых импульсов может осуществляться изменением величины сопротивления Яз.о.с.

В цейи ЗОС в качестве ключевого элемента, способного скачкообразно переходить из состояния низкой проводимости в состояние высокой, может использоваться не только полупроводниковый (или какой-либо иной) прибор с участком отрицательного сопротивления в вольт-амперной характеристике, но и транзисторная схема, обладающая тем же свойством. Например, в блокинг-тенераторе на рис. 2-10,6 однопереходной транзистор может быть заменен транзисторным аналогом. Известна схема, где в качестве ключевого элемента использован диодно-регенеративный компаратор на основе блокинг-генератора [JT. 34] и т. п.

73

6—400


2-4. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ С LC-КОНТУРОМ В ЦЕПЯХ СТАБИЛИЗАЦИИ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ФОРМИРУЕМЫХ ИМПУЛЬСОВ

Рис. 2-11. Блокинг-генератор с LC-контуром в цепи ЗОС (а); осциллограммы напряжений и токов в схеме. Сверху вниз: напряжения на нагрузке, на аноде диода Дк, на базе транзистора, ток коллектора. Масштаб напряжений 5 в/см,

тока 66 ма/см, времени 2 мксек/см (б): границы области разброса длительности формируемых импульсов (в).

ток имеет полусинусоидальную форму. Стабилизация достигается тем, что длительность импульса примерно равна времени протекания базового тока, т. е. близка к половине периода колебательного процесса в контуре. Следует отметить, что качество стабилизации ока-

В блокинг-генераторах с LC-контуром стабилизация длительности импульсов достигается за счет использования резонансных явлений. Контур может включаться как в цепь положительной обратной связи [J1. 35], так и в цепь ЗОС [J1. 36]. В первом случае базовый

74


зывается невысоким. Это объясняется тем, что при плавном уменьшении базового тока, характерном для полусинусоиды, момент выхода транзистора из состояния насыщения в значительной мере определяется его параметрами и величиной нагрузки.

Во втором случае стабилизация достигается тем, что отпирание ключевого элемента цепи ЗОС происходит после начала блокинг-процесса через время, кратное периоду колебательного процесса, который практически не зависит от параметров транзистора и нагрузки.

Схема блокинг-генератора с LC-контуром в цепи ЗОС изображена на рис. 2-11,а. В ней цепь положительной обратной связи включает в себя обмотку w0.c, диод Д0.с, резистор Ro.c и форсирующий конденсатор Сф. Цепь задержанной отрицательной обратной связи образована конденсатором Сз.о.с, линейным дросселем L3.o.с и диодом Д„. Кроме перечисленных элементов, схема содержит ряд других (Rб, Яэ, Сэ и др.), назначение которых одинаково для любого ждущего блокинг-генератора с цепью ЗОС и было рассмотрено ранее. Принцип действия схемы состоит в следующем.

При поступлении импульса запуска транзистор отпирается, и на нагрузке начинается формирование фронта импульса. Форсирующий конденсатор Сф обеспечивает ускорение регенеративного процесса и обусловливает выбросы базового и коллекторного токов, а также выброс напряжения на базе транзистора (рис. 2-11,6). После окончания регенерации транзистор переходит в режим насыщения, и напряжение на обмотках трансформатора и соответственно на нагрузке перестает изменяться. Насыщенное состояние транзистора затем поддерживается постоянным базовым током Ы, задаваемым цепью положительной обратной связи.

Отрицательный скачок напряжения, возникающий при формировании импульса на обмотке положительной обратной связи, передается через конденсатор С3.0.с на анод диода Дк и запирает его. Через дроссель L3 0.с конденсатор С3.0.с заряжается. Процесс заряда носит колебательный характер,- и изменение напряжения на аноде диода происходит по косинусоидальному закону (рис. 2-11,6). Через время, примерно равное четверти периода колебательного процесса, потенциал на аноде диода Дк превысит его катодный потенциал (потенциал базы транзистора) на величину порога отпирания диода. Последний открывается, и в базовую цепь транзистора поступает ток LC-контура. Этим током транзистор запирается, и импульс на нагрузке заканчивается.

Таким образом', если не учитывать продолжительность стадии задержки запирания, то длительность формируемого импульса примерно равна четверти периода колебательного процесса в контуре и практически не зависит от напряжения питания, параметров транзистора и нагрузки. Тем самым в схеме обеспечивается стабилизация длительности формируемых импульсов.

Этап формирования вершины импульса

Время Т*и — от момента начала блокинг-процесса и до момента отпирания диода Дк — может быть найдено путем решения дифференциального уравнения, описывающего изменение потенциала на аноде диода Дк. Уравнение линейно, если принять такие же допу-

6* 75


щения, как и в § 2-3,а. Из решения уравнения следует;

где TLC—период процесса в LC-контуре., a Uл и ^б.н(^б) —

падение напряжения на диоде Д0 с и между базой и эмиттером транзистора, работающего в режиме насыщения, при протекании базового тока h, задаваемого цепью положительной обратной связи. Период процесса в LC-контуре определяется выражением

После отпирания диода Дк увеличение во времени тока через него можно описать уравнением (2-6), в котором:

)

Базовый ток транзистора удовлетворяет уравнению

в котором р == VL3, 0.с/С,, о.о;—характеристическое сопротивление

контура, образованного конденсатором С3.0.с и дросселем L3.о.с-В реальных схемах выполняются соотношения:

с учетом которых выражение (2-53) и (2-54) можно переписать в следующем упрощенном виде:


Максимальное значение, которое принимает коллекторный ток при формировании импульса, определяется выражением (2-57). Учитывая, что ток базы транзистора должен удовлетворять условию (2-2а), из (2-57) можно найти:

5. Выбор сопротивления резистора Ro (см. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а).

6. Определение параметров элементов цепи положительной обратной связи и цепи ЗОС.

а) Базовый ток транзистора h вычисляется по формуле (2-2а), в которую подставляется найденное значение /к.макс.

б) Сопротивление Ro.c находится из (2-56) с подстановкой уже найденных значений /б, /з.о.с nUi, Rб и др.

в) Емкость конденсатора С3.0.с и индуктивность дросселя L3.о.с.

Согласно выражениям (2-53) — (2-55) эти элементы определяют

как длительность формируемого импульса, так и амплитуду запирающего тока /з.о.с, поступающего в базовую цепь транзистора через диод Дк лри отпирании последнего. Поэтому величины С3.0.с и Ьз.о.с должны удовлетвооять двум оавенствам:

вытекающим из выражений (2-53), (2-54) и (2-58). Следовательно,

7. Определение параметров элементов цепи 'восстановления исходного состояния блокинг-генератора (см. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а, исключая п. 7,а).

8. Оценка справедливости исходных допущений.

а) См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а..

б) См. аналогичный пункт расчета в § 2-3,а.

в) Оценка нестабильности длительности формируемых импульсов.

Для оценки используется (Ьоомула

Первое слагаемое в ней вычисляется по методике, изложенной в 1§ 2-3,а. Для вычислений используют выражения (2-53) и (2-54). Второе слагаемое находится из формул (2-15) и (2-17), в которые подставляется ток /з.о.с, определяемый выражением (2-55). Кроме того, в это выражение подставляется максимальное и минимальное значения тока iK(t*и), соответствующие минимальному и максимальному значениям сопротивления нагрузки, а также ток базы, определяемый выражением (2-56).

Если расчитанная схема не удовлетворяет поставленным требованиям по стабильности длительности формируемого импульса, то следует использовать те же методы повышения стабильности, какие изложены в § 2-3,6,

79


Пример расчета схемы и результаты экспериментального исследования

Задание. Рассчитать блокинг-генератор со следующими данными: Uн>12 в; #н= 150 ом; £к=15 в; Ги = 11 мксек; /Макс = =2 000 гц.

Расчет.

1. Выбираются диоды Д0.с, Дк типа Д311А, диоды Дш, Д9 типа Д219А. Ориентировочно:

Коэффициент трансформации обмотки положительной обратной связи принимается равным единице, а коэффициент К равным двум.

2. Коэффициент трансформации нагрузочной обмотки и нагрузочная составляющая коллекторного тока

3. Применяется готовый трансформатор, параметры которого указаны в третьем пункте расчета в § 2-3,а.

4. По параметрам, характеризующим быстродействие, по величине предельно допустимого напряжения коллектор — база и по величине коллекторного тока в ключевом режиме в данной схеме могут быть использованы транзисторы типа МП21В.

Максимально значение коллекторного тока в схеме

5. Сопротивление /?6 выбирается равным 3,9 ком.

12

6. Базовый ток транзистора: /6=148 -^q = 9 ма> а /?0.с находится из уравнения

Параметры элементов цепи ЗОС


7. Для рассеяния энергии, накопленной в трансформаторе за время

необходимо выполнение неравенства

Следовательно, цепь восстановления трансформатора может быть образована диодом Д219А, включенным параллельно нагрузочной обмотке.

На рис. 2-11,в сплошными линиями показаны границы разброса длительности формируемых импульсов, рассчитанные для схемы с найденными параметрами. На этом же рисунке пунктиром нанесе-

Рис. 2-12. Блокинг-генератор с LC-контуром в цепи ЗОС и дополнительным транзистором в качестве ключевого элемента этой цепи.


мы границы экспериментально снятой области разброса времени Т При эксперименте изменялось напряжение питания, сопротивление нагрузки, а также производилась смена транзисторов. Совпадение границ расчетной и экспериментальной области разброса длительности формируемых импульсов — удовлетворительное.

Усовершенствованные варианты схемы блокинг-генератора с LC-контуром в цепи ЗОС

Стабильность длительности импульсов, формируемых рассмотренной схемой, можно повысить, если осуществить усиление тока цепи ЗОС. Это реализовано в схемах, показанных на рис. 2-12. В них цепь ЗОС в качестве ключевого элемента использует дополнительный п-р-п транзистор TKj эмиттерный ток которого осуществляет запирание основного транзистора Т. В схеме на рис. 2-12,а коллектор п-р-п транзистора соединяется с нулевой шириной, а в схеме на рис. 2-12,6 — через диод Дз.о.с — с обмоткой трансформатора. Такой обмоткой может быть дополнительная обмотка ДОз.о.с, как на рис. 2-12Д или нагрузочная, если ее конец заземлен. В блокинг-ге-нераторе на рис. 2-12,6 запирание транзистора Т осуществляется как за счет изменения на обратное направление базового тока, так и за счет увеличения коллекторного тока. Этим достигается сокращение длительности стадии задержки запирания и следовательно, повышение стабильности длительности формируемых импульсов (см. рис. 2-1 и 2-9Д).

Глава третья

БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ В АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНОМ РЕЖИМЕ

3-1. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ С «С-ЭЛЕМЕНТАМИ ВО ВРЕМЯЗАДАЮЩЕЙ ЦЕПИ

В автоколебательном режиме блокинг-генераторы чаще всего используются как источники тактовых импульсов. Важнейшими характеристиками этих схем является частота повторения генерируемых импульсов и ее стабильность. Частота повторения определяется выражением

I

где Ги — длительность формируемых импульсов, а Гп — длительность паузы между ними.

Из этого выоажения следует:

82


Для большинства блокинг-генераторов Та^>Ти, и, следовательно, для стабилизации частоты необходимо в первую очередь стабилизировать время паузы между импульсами.

Во время паузы положительная обратная связь блокирована, что обеспечивается, например, запиранием транзистора схемы или диода, включенного последовательно с обмоткой положительной обратной связи. Блокирующее напряжение создается за счет энергии, накопленной в реактивных'элементах схемы за время формирования импульса. По мере рассеяния энергии, блокирующее напряжение изменяется. Когда оно достигнет критического уровня, при которой в схеме вновь становится возможной регенерация, на нагрузке формируется очередной импульс.

Стабилизация частоты генерируемых импульсов требует такого построения времязадающей цепи, чтобы время Тп мало зависело от нестабильных параметров (падений напряжений на диодах, порога отпирания транзистора, его теплового тока и т. п.) и чтобы процесс рассеивания энергии, накопленной в других реактивных элементах, не входящих во времязадающую цепь, минимально сказывался на процессах, происходящих в этой цепи. Второе требование означает, в частности, что полное рассеивание энергии в реактивных элементах, не входящих во времязадающую цепь, должно заканчиваться раньше, чем в схеме начнется формирование нового импульса.

По виду времязадающей цепи блокинг-генераторы можно разделить на схемы ^LC-времязадающими цепями, а также схемы, в которых длительность паузы определяется продолжительностью рассеяния энергии, накопленной в трансформаторе.

Простейшей из схем с /?С-времязадающей цепью является классический блокинг-генератор с конденсатором, включенным последовательно с обмоткой положительной обратной связи (рис. 3-1). На примере этой хорошо изученной схемы (JI. 1, 2 и др.] целесообразно рассмотреть некоторые особенности построения блокинг-генераторов с iftC-времязадающей цепью.

Продолжительность паузы в схеме на рис. 3-1 определяется выражением [JI. 2]:

г-С П 1

I.

где /ко —тепловой ток транзистора; гу.к и гу.э — сопротивления утечки коллекторного и эмиттерного переходов; -i#n={i?o.c + + (/?б1ку.к|ку.э)]; тп=Со.сЯп; i/смакс— напряжение на конденсаторе в момент окончания импульса на нагрузке; UKр — значение разности потенциалов между базой и эмиттером транзистора, соответствующее началу развития блокинг-йроцесса.

Рис. 3-1. Простейший автогенератор на основе блокинг-генератора с iRC-обрат-ной связью.

83


Среди величин, входящих в выражение (3-3), только некоторые могут быть заданы с высокой точностью и являются стабильными {Яо.с, Яб, Со.с). Остальные либо имеют значительный технологический разброс и могут изменяться в процессе работы (/ко, гу.к, гу.э, Ек, £б), либо как, например, тп, £/смакс зависят от нестабильных параметров схемы. Поэтому схему блокинг-генератора необходимо выполнять так, чтобы до минимума уменьшить влияние нестабильных параметров на время 7Y

Для ослабления влияния на длительность паузы параметров гу.к, >у.э, /ко целесообразно уменьшать сопротивление резистора Яб, через который происходит разряд конденсатора С0.с. Выбор этого сопротивления должен быть осуществлен так, чтобы обеспечилось одновременное выполнение неравенства Яб <у.к||гу.э); /ко • Яб <Еб. Другим способом ослабления влияния параметров /ко, г-у.э 'на длительность паузы Гп является включение кремниевого диода последовательно с базой транзистора. Диод имеет значительно меньший, чем у транзистора, ток насыщения обратно смещенного перехода и значительно большее сопротивление утечки.

Если влиянием величин /ко, гу.к, гу.э на длительность паузы можно пренебречь, то

Из выражения (3-4) следует, что стабильность времени Тп зависит от значения дроби, стоящей под знаком логарифма,, Постоянство этого значения при изменениях напряжения питания и параметров схемы можно обеспечить, если обеспечить пропорциональность между собой числителя и знаменателя дроби.

Напряжение, до которого заряжается конденсатор за время формирования импульса,

пропорционально напряжению питания. Поэтому для повышения

стабильности частоты схему целесообразно выполнять так, чтобы напряжение смещения Еб было также пропорциональным £к. Это достигается присоединением резистора Яб либо к отрицательной шине питания (Еб=Ек), либо к движку потенциометра, включенного между шинами питания.

Напряжение Uc макс зависит от параметров транзистора, трансформатора и нагрузки, поскольку они влияют на длительность формируемого импульса. Зависимость Uc макс от указанных параметров вызывает также зависимость от них длительности паузы, а следовательно, и частоты повторения генерируемых импульсов. Зависимость может быть существенно ослаблена, а стабильность частоты

Рис. 3-2. Блокинг-генератор с цепью стабилизации длительности и частоты повторения генерируемых импульсов.


^повышена, если применить цепь, аналогичную использованной в схеме на рис. 2-7 для стабилизации длительности формируемого импульса. Блокинг-генератор с такой цепью, работающий в автоколебательном режиме, показан на рис. 2-3.

Для этой схемы справедливо выражение

где — отношение напряжения на движке потенциометра Rv к напряжению питания; Uп и U6 u — падение напряжения на диоде Д&

к

»>и между базой и эмиттером транзистора. Из (3-4) и (3-6) следует:

Рис. 3-3. Отделение времязадающей ЛС-цепи от остальной части схемы во время паузы с помощью диода.

При выполнении неравенств

длитель-

ность паузы оказывается мало зависящей от нестабильных параметров схемы. Это в сочетании с достигаемой в рассматриваемом блокинг-генераторе стабилизацией длительности формируемого им-лульса 1 и Означает повышение стабильности частоты генерации.

Более просто необходимое для стабилизации времени Гп ослабление влияния параметров транзистора, .трансформатора и нагрузки на напряжение Ucмакс достигается путем уменьшения до нуля сопротивления цепи положительной обратной связи. В этом случае конденсатор заряжается за время импульса практически до напряжения nEKi действующего на обмотке Доо.с- Однако 'при Ro.c = 0 существенна нестабильность длительности формируемого импульса, что отрицательно сказывается на стабильности частоты генерации, если не выполняется условие Тп/Тп< 1.

Выражение (3-3), определяющее продолжительность паузы между импульсами, получено без учета обратного напряжения, возникающего на обмотке wо.с ©о время рассеивания энергии, накопленной в трасформаторе. Указанная обмотка входит в контур разряда конденсатора Со.с и поэтому 'напряжение на ней должно влиять на время паузы.

Для уменьшения этого влияния обмотку w0.с следует исключить из контура разряда конденсатора С0 с, как это сделано в схеме на рис. 3-3.

Кроме величин Е б, и Uc макс, в дробь под знаком логарифма /в выражении (3-4) входит напряжение LJкр. Его отличие от нуля

85


обусловлено нелинейностью элементов схемы блокинг-генератора и, в первую очередь, его транзистора. Например, в схемах на рис. 3-1— 3-3 для начала блокинг-процесса базовый и коллекторный токи прибора должны возрасти до такой величины, при которой его входное сопротивление уменьшится, а коэффициент усиления по току возрастет настолько, что начнет выполняться условие регенерации. Чем больше базовый ток, при котором это произойдет, тем большее напряжение необходимо создать на базе для срабатывания схемы, а следовательно, тем больше UKр. Таким образом, необходимое для стабилизации времени уменьшение величины Ul(р может быть достигнуто уменьшением входного тока, при котором начинается развитие блокинг-процесса, т. е. увеличением чувствительности схемы к запуску. Ряд средств для достижения этой цели, как, например, пороговое включение нагрузки, обеспечение открытого состояния транзистора перед срабатыванием, — можно использовать в блокинг-генераторах, работающих в автоколебательном режиме и имеющих /?С-времязадающие цепи.

Некоторые из рассмотренных технических решений, направленных на повышение стабильности частоты генерации, практически реализованы в схеме на рис. 3-4. Эта схема является по существу диодно-регенеративным компаратором, работающим в автоколеба-

Рис. 3-4. Диодно-регенеративный компаратор в автогенераторном режиме.

тельном режиме. Компаратор периодически срабатывает в момент сравнения напряжений на конденсаторе Си и делителе напряжения R*a, R**п. При срабатывании конденсатор времязадающей цепи разряжается практически до нуля. Разряд осуществляется током обмотки Дош имеющей- такое же число витков, как и первичная. Обмотка доп подключена к конденсатору времязадающей цепи через диод Да. Для компенсации падения напряжения на этом диоде используется цепь, содержащая диод Д*п, конденсатор С*П(С*ПП) и резисторы R*n, R**п. Длительность формируемого импульса определяется конденсатором Сб, включенным в базовую цепь транзистора, парамет-

86


|зами прибора и сопротивлением нагрузки [Л. 2, 6 и др.]. За c4et усилительных свойств транзистора во время формирования импульса на конденсатор Сп может быть передан значительно больший заряд, чем на конденсатор Сб. Это означает, что -в данной схеме может быть выполнено условие Сп>Сб и, следовательно, условие Гп»Ги, необходимое для стабилизации частоты генерации.

Во время паузы между импульсами конденсатор Сб разряжается через резисторы Rcм, Rб и диод Дб, а транзистор Т схемы поддерживается в режиме отсечки. К моменту же очередного срабатывания конденсатор Сб разряжен, и транзистор работает в активном режиме.

Повышение стабильности частоты генерации в рассматриваемой схеме достигается, помимо обеспечения условия 7,п>7,и, отделением времязадающей RC-цепи от остальной части схемы запертыми кремниевыми диодами, разрядом конденсатора Сп времязадающей цепи за время формирования импульса практически до нуля, обеспечением пропорциональности между напряжением, до которого заряжается конденсатор Сп за время паузы, и напряжением источника питания зарядной цепи.

Длительность паузы определяется выражением

деления напряжения делителем R*п—R**ni

Обычно выполняются неравенства:

При этом частота генерации приблизительно

и мало зависит от нестабильных параметров схемы.

где Хд —рпгтпстнняст йпрмонм прпи чяпстпя кгшлрнгятппя с—*

2/обр — сумма обратных токов диодов Дп и До.с; Uо напряжение на конденсаторе Сп в момент окончания формирования импульса на нагрузке схемы; ±£/ср — разность потенциалов между катодами диодов До.с и Д*о.с, при которой происходит срабатывание компаратора; Uдщ — падение напряжения на диоде Д V, \ — коэффициент

87


3-2. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ С LC-ЭЛЕМЕНТАМИ ВО ВРЕМЯЗАДАЮЩЕЙ ЦЕПИ

При использовании LC-контура во времязадающей цепи необходимо принять во внимание возможность накопления в нем энергии. Это возникает в том случае, если за период колебательного процесса поступление энергии в контур превышает ее рассеяние. При этом с каждым новым циклом энергия в контуре возрастает и соответственно возрастает ток контура и потери в нем. Так происходит

до тех лор, пока не наступит равновесие между поступлением и рассеянием энергии в контуре (стационарный режим генерации). Если ток контура входит как составляющая в коллекторный ток транзистора, то отмеченное явление может привести к перегрузке прибора. Избежать перегрузки можно путем такого построения схемы, при котором во вре мя каждого цикла накопленная энергия рассеивается полностью, или введением в контур резистора, в котором рассеивается энергия.

В последнем случае сопротивление резистора необходимо выбирать таким, чтобы ток yLC-контура в стационарном режиме генерации ограничивался на требуемом уровне.

Блокинг-генераторы с /,С-кон-туром во времязадающей цепи можно разделить на две группы. К первой относятся схемы, в которых действие блокирующего напряжения во время паузы между импульсами обусловлено только колебательным процессом в LC-контуре. Для этих схем длительность паузы между импульсами составляет долю (обычно половину или четверть) периода колебательного процесса. Для схем второй группы характерно, что процесс во времязадающей цепи в течение паузы является наложением апериодического (например, разряд конденсатора через резистор) и колебательного процессов. В таких схемах времязадающая цепь построена на i/^LC-элементах, а длительность паузы обычно составляет несколько периодов колебательного процесса. /

Простейшая схема первой группы представлена на рис. 3-5 [Л. 37]. При включении схемы начинается процесс заряда конденсатора LnCn-цепи, имеющей колебательный характер. Ток заряда протекает через диод Дп и на эмиттере транзистора создается запирающее смещение. В конце полупериода синусоидальный ток контура изменяет направление на обратное. При этом диод Дп запирается, а в эмиттер транзистора поступает отпирающий ток, вызывающий срабатывание блокинг-генератора. Коллекторный ток >анзистора разряжает конденсатор, транзистор запирается и процессы в схеме далее повторяются.

В рассмотренной схеме накопление энергии в LC-контуре происходит во время паузы между импульсами. При срабатывании бло-

Рис. 3-5. Простеиший бло-кинг-генератор с последовательным LC-контуром в качестве времязадающей цепи.

88


кинг-генератора эта энергия рассеивается полностью в транзисторе и нагрузке. Импульс на нагрузке имеет экспоненциально-спадающую форму, причем длительность импульса зависит от сопротивления нагрузки. Если эта длительность значительно меньше полупериода колебательного процесса, то частота генерации определяется примерным соотношением

Схема, также использующая последовательный LC-контур во времязадающей цепи, но с улучшенной формой выходного импульса, показана на рис. 3-6 [J1. 38]. В этой схеме первичная обмотка трансформатора через транзистор подключена к шинам питания. Этим обеспечивается плоская вершина формируемого импульса и возможность получения большей его мощности в сравнении с предыдущей схемой, где энергия импульса определялась запасенной в конденсаторе контура. Принцип действия схемы на рис. 3-6 состоит <в следующем.

При подключении схемы к источнику питания начинается блокинг-процесс, и на нагрузке формируется импульс. Конденсаторы Сф и Сп заряжаются до напряжения, действующего на обмотке до0.о обратной связи. Если коэффициент трансформации этой обмотки выбран большим единицы, то после завершения импульса начинается разряд конденсатора Сп через индуктивность Ли и диод Дб- В процессе разряда транзистор закрыт, а напряжение на конденсаторе Сп изменяется по коси-нусоидальному закону. Если коэффициент трансформации обмотки обратной связи меньше двух, то потенциал на

аноде диода Дп, присоединенного к средней точке контура Ln, Сп, остается отрицательным в течение всего времени колебательного процесса. При этом диод закрыт и не оказывает влияния на протекание процесса. В конце полу пер иода ток в LC-контуре изменяет знак на обратный, транзистор отпирается, и начинается следующий цикл работы схемы. Если длительность формируемого импульса много меньше полупериода колебательного процесса, то частота генерации определяется приближенным выражением (3-9).

Автогенератор на рис. 3-7 является развитием рассмотренной схемы. В нем обеспечивается одновременная стабилизация длитель-

7-400 89

Рис. 3-6. Блокинг-генератор с LC-контуром во времязадающей цепи и улучшенной формой выходного импульса.

Рис. 3-7. Блокинг-генератор с двумя последовательными LC-конту-рами для стабилизации длительности и частоты повторения импульсов.


Мости и частоты повторения генерируемых импульсов. Автогенератор представляет собой по существу сочетание блокинг-генератора с LC-цепью стабилизации длительности формируемого импульса [Л. 36] и цепи, определяющей длительность паузы, — такой же как в схеме на рис. 3-6.

Схема двухтактного автогенератора с последовательным LC-koh-туром в цепи обратной связи представлена на рис. 3-8 I[Л. 39, 40].

В этой схеме отпирающий ток задается ,в базы транзисторов Ti и Тг поочередно и имеет в каждый такт работы форму «полусинусоиды. Накопление энергии в колебательном контуре происходит следующим образом.

Пусть отпирается транзистор Ti. Ток контура протекает через переход эмиг-тер-база транзистора' Т i, поддерживая последний в открытом состоянии, и через диод Д2, создавая на нем падение, запирающее транзистор Г2. Протекая через конденсатор Сп, ток LC-кон-тура заряжает, его. В момент, когда этот ток изменяет направление на обратное, отпирается транзистор 7Y В схеме начинается новый такт, в течение которого напряжение на обмотке обратной связи противоположно первоначальному. Действие суммы напряжений на обмотке и конденсаторе во время второго такта вызывает протекание по LC-контуру тока, большего, чем во время первого такта работы. Это означает, что к окончанию второго такта конденсатор LC-цепи перезарядится до напряжения, большего, чем к моменту окончания первого, и т. д. С каждым следующим тактом в схеме будет происходить увеличение тока LC-контура, являющегося одновременно базовым током транзисторов 7\ и 7*

Рис. 3-8. Двухтактный блокинг-генератор с последовательным LC-контуром в цепи обратной связи.

В установившемся режиме максимальный ток контура определяется выражением

Из-за синусоидальной формы базового тока в рассматриваемой схеме выходное напряжение имеет трапецеидальную форму, причем крутизна фронта и среза импульса во время каждого такта, а также степень несимметрии кривой выходного напряжения, определяемая разностью между длительностями тактов в установившемся режиме, зависит от амплитуды тока LC-контура. Чем больше эта амплитуда превышает величину

90


где (Т/2) — ток намагничивания трансформатора в момент окончания такта работы, а Вкин — минимальный коэффициент усиления транзистора по току, тем больше прямоугольность и симметрия кривой выходной напряжения. В связи с этим сопротивление Rlc, включающее в себя сопротивление контура Ra, сопротивление диода Д\(Дг) и входное сопротивление транзистора в режиме насыщения, необходимо выбирать так, чтобы выполнялось условие

Что касается величин Ьи и Сп, то для получения высокой стабильности частоты необходимо, чтобы

При выборе параметров элементов схемы в соответствии с неравенствами (3-12) и (3-13) частота генерации ^определяется выражением

Блокинг-генератор с #1С-времязадающей цепью показан на рис. 3-9,а {Л. 35]. В этой схеме цепь положительной обратной связи

Рис. 3-9. Блокинг-генератор с RC и LC элементами во времязадающей цепи.

образована двумя конденсаторами С0.с и С*0.с. Параллельно большему из них — С о.с включена индуктивность Ln. При формировании импульса конденсаторы С0.с и С*0.с заряжаются до разных напряжений: С о.с — до меньшего, а С*0.с— до большего. После окончания импульса, когда запирается транзистор, конденсаторы С0.с и С*о с входят в два взаимно независимых контура: колебательный, образованный индуктивностью Ln и конденсатором С0.с, и апериодический, образованный резистором Rn и конденсатором С*0.с. Сумма напряжений на конденсаторах С0.с и С**0.с, содержащая монотонно

7* 91


падающую и гармоническую составляющие (рис. 3-9,6), создает запирающее смещение на базе транзистора. Наблюдаемое увеличение крутизны кривой напряжения U6(t) при переходе этой кривой через уровень порога срабатывания блокинг-генератора приводит к уменьшению влияния нестабильности порога срабатывания на длительность паузы между импульсами и тем самым на частоту генерации.

Добавление в схему на рис. 3-9,а еще одной индуктивности L0.с последовательно с конденсатором С*0 с позволяет обеспечить не только стабилизацию частоты повторения генерируемых импульсов, но также и их длительности ![Л. 41]. В этом случае при формировании выходного импульса в контуре, образованном конденсатором С*о.с и индуктивностью Lo.c, возникает колебательный процесс.

Базовый ток транзистора имеет форму полусинусоиды, а длительность формируемого на выходе импульса оказывается близкой к полупериоду колебательного процесса.

Глава четвертая

БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ В РЕЖИМЕ ДЕЛЕНИЯ ЧАСТОТЫ

4-1. ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ СЛЕДОВАНИЯ ИМПУЛЬСОВ НА ОСНОВЕ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ С ИЗМЕНЯЮЩИМСЯ ВО ВРЕМЕНИ ПОРОГОМ СРАБАТЫВАНИЯ

Блокинг-генераторы, работающие в режиме деления частоты, управляются внешними импульсами и срабатывают при поступлении каждого лг-го из них. Отношение частоты повторения входных импульсов к частоте повторения им<пульсов на выходе схемы называется коэффициентом деления или пересчета. Основное требование, предъявляемое к блокинг-генераторам, работающим в режиме деления частоты,— постоянство коэффицинта пересчета при изменении напряжения питания, параметров транзистора и нагрузки, амплитуды входных импульсов и пр.

Блокинг-генераторы, работающие в рассматриваемом режиме, можно разделить на две группы. К первой относятся устройства, обладающие изменяющимся во времени порогом срабатывания. В них после формирования импульса порог срабатывания принимает начальное высокое значение, уменьшающееся с течением времени за счет внутренних процессов. Поступление на вход такого устройства последовательности одинаковых по амплитуде импульсов не будет вызывать его срабатывание до тех пор, пока порог не снизится до уровня, меньшего амплитуды входных импульсов. Если это снижение произойдет после прихода (пг—1)-го импульса, то т-й импульс вызовет срабатывание схемы.

Ко второй группе относятся устройства, содержащие элемент памяти #(например, конденсатор или трансформатор, выполненный на сердечнике с прямоугольной петлей гистерезиса). Каждый импульс, поступающий на вход схемы, изменяет состояние элемента памяти (например, обеспечивает приращение напряжения на конденсаторе). Поступление m-го' импульса вызывает переход состояния

92


элемента памяти через критический уровень (например, напряжение на конденсаторе, используемое в качестве управляющего для блокинг-генератора, превосходит порог срабатывания схемы). В результате этого на нагрузке появляется импульс, а информация, ранее накопленная в элементе ^памяти, «стирается» (конденсатор разряжается).

Схемы, относящиеся к каждой из двух групп, различаются по своим свойствам и далее рассматризаются раздельно.

Основные особенности устройств первой группы и пути повышения стабильности коэффициента пересчета можно выявить на примере простейшей схемы, изображенной на рис. 4-1,а. При поступлении на ее вход отрицательного импульса отпирается цепь положительной обратной связи и развивается блокинг-процесс, в результате

Рис. 4-1. Делитель частоты на блокинг-генераторе с #С-времязадающей цепью (а); диаграммы напряжений (б); схема с диодным ограничителем на входе (в).

которого на выходной обмотке wH появляется импульс, а конденсатор С о.с заряжается до напряжения пЕ „. После окончания импульса конденсатор разряжается через диод До и резистор Ro. Ток, разряда, протекая через диод До, обеспечивает запирание транзистора и, протекая по резистору Ro, запирание диода До.с. Напряжение на аноде диода До с уменьшается по мере разряда конденсатора Со.с и соответственно уменьшается абсолютная величина IUпор | порога срабатывания схемы (рис. 4-1,6).

Срабатывание блокинг-генератора на каждый т-й из числа входных импульсов будет происходить только в случае выполнения

93


неравенства

где Г в х — период повторения входных импульсов; Ги — длительность выходного импульса, а То — время от момента окончания выходного импульса до момента равенства порога срабатывания: амплитуде входных импульсов. Практически величины Ги и То имеют разброс' (8и=ДГи/Ги; 0О=АГ0/^о), и поэтому неравенство (4-1) может быть переписано в виде двух неравенств:

где Г=Ги+Г0; АГ=6иГи + 8оГ(ь а /вх — частота повторения входных импульсов. Из этих неравенств следует, что деление частоты с коэффициентом пересчета m возможно только в узкой полосе частот, которую условимся называть разрешенной. Очевидно, что устойчивость работы схемы тем выше, чем относительно шире разрешенная полоса, т. е. чем больше отношение

94


йодной обмотки подобной ей схемы. Если амплитуда входных импульсов не пропорциональна Ек, то Ецелесообразно на входе использовать диодный ограничитель (рис. 4-1,в), включающий в себя элементы Rv, Ср, Др, /?вх. Это удобно при настройке схемы: изменением сопротивления Ro и уровня ограничения входных импульсов (для этого изменяется положение движка потенциометра Rp) достигается требуемая величина коэффициента пересчета на заданной частоте.

На рис. 4-2 представлен блокинг-генератор, работающий в режиме деления частоты и использующий во времязадающей цепи LC-контур. Эта схема по существу представляет собой описанный в § 3-2 автогенератор, синхронизируемый последовательностью отрицательных импульсов, поступивших через резистор на базу транзистора. Особенность схемы по сравнению с предыдущей состоит в том, что порог срабатывания задается не напряжением, а током: бло-кинг-процесс развивается тогда, когда ток входного импульса (превысит ток LC-контура.

Необходимость обеспечения взаимной пропорциональности между амплитудой входных импульсов и ординатами кривой напряжения (тока) порога срабатывания для стабилизации коэффициента пересчета обусловлена относительной плавностью этой кривой (рис. 4-1,6). Если бы порог срабатывания оставался неизменным .и значительным по абсолютной величине с момента завершения входного импульса и до момента окончания (т—1)-го входного импульса, а в промежутке между (т—1)-м и т-ы входными импульсами порог резко уменьшался (рис. 4-3,а), то, очевидно, что, несмотря на изменение амплитуды входных импульсов в широких пределах, срабатывание схемы происходило бы на каждый т-й из их числа. Иными словами устойчивость работы делителя частоты в этом случае была бы резко повышена. Такой принцип практически реализован в схеме, показанной на рис. 4-3,6 [Л. 42].

Во время формирования импульса конденсатор С0.с заряжается практически до напряжения, действующего на обмотке w0.с.

Конденсатор Со заряжается до напряжения, равного разности между напряжением на обмотке w0 и напряжением питания. После окончания импульса транзистор То находится в закрытом состоянии, так как к его базе прикладывается положительный потенциал. Закрытое состояние транзистора То препятствует разряду конденсатора Со.с и поэтому на аноде диода Д0.с удерживается практически неизменный отрицательный потенциал, обеспечивающий высокий уровень порога срабатывания схемы. По мере разряда конденсатора Со через резистор Ro положительное запирающее смещение на базе транзистора Т0 уменьшается. В момент, когда оно пройдет через нуль, этот транзистор отпирается. Происходит быстрый разряд конденсатора С о.с через транзистор Т0 и последовательно с ним ограни-

Рис. 4-2. Делитель частоты на бло-кинг-генераторе с LC-времязадающей цепью.

95


чительныи резистор дк и тем самым быстрое уменьшение порога срабатывания (рис. 4-3,а).

Соединение обмотки Доо с отрицательной шиной питания позволяет в начале процесса регенерации с помощью закрытого диода отключить от схемы конденсатор С0. Это облегчает запуск схемы и обеспечивает улучшение фронта импульса на нагрузке. Коэффициент трансформации обмотки Wq должен быть больше единицы. Тот же эффект достигается, если конец обмотки ш0 соединен не с шиной

Рис. 4-3. Диаграмма, иллюстрирующая способ повышения стабильности коэффициента пересчета при изменении амплитуды входных импульсов (а), и схема, в которой указанный

способ реализуется (б).

питания, а с коллектором транзистора Г. В этом случае коэффициент трансформации обмотки wo может быть меньшим единицы.

Резистор включенный параллельно транзистору То, необходим для создания запирающего смещения на базе транзистора Т. Это смещение возникает за счет протекания тока разряда конденсатора С о.с через резистор i/?yT и диод До.

Ток разряда столь мал, что напряжение на конденсаторе С0.с практически не уменьшается за время паузы между срабатываниями блокинг-генератора, и поэтому резистор i?yT не оказывает существенного влияния на характер процессов в схеме.

4-2. ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ СЛЕДОВАНИЯ ИМПУЛЬСОВ НА ОСНОВЕ СХЕМ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ, СОДЕРЖАЩИХ ЭЛЕМЕНТЫ ПАМЯТИ

iB качестве элементов памяти в рассматриваемых устройствах используется конденсатор или трансформатор, выполненный на сердечнике из магнитного материала с прямоугольной петлей гистерезиса (ППГ).

Если состояние элемента памяти может сохраняться неограниченно долго, то уменьшение частоты повторения входных импульсов не вызовет изменения коэффициента пересчета. Другими словами, устойчивость работы делителя в этом случае обеспечивается в широкой полосе частот повторения входных импульсов.

96


Практически идеальная память характерна для магнитных запоминающих элементов. Что касается конденсаторов, то их разряд токами утечки должен обязательно привести к изменению коэффициента пересчета при понижении частоты повторения входных импульсов. Хотя это накладывает ограничения на разрешенную полосу частот по минимуму, однако практически достигаемая ширина этой полосы значительно больше, чем в схемах, относящихся к первой группе и рассмотренных в § 4-1.

'После окончания (т—1)-го входного импульса состояние элемента ^памяти близко к критическому, но ниже на такую величину, что действие следующего m-го импульса вызовет срабатывание устрой-

Рис. 4-4. Варианты двухтранзисторной схемы делителя на основе блокинг-генератора с конденсатором в качестве элемента памяти.

ства. Изменение состояния (изменение напряжений на конденсаторе или индукции магнитного поля в сердечнике) не может произойти мгновенно. Поэтому развитие блокинг-процесса начнется не в момент поступления т-го входного импульса (как в схемах первой группы), а с некоторой задержкой относительно начала импульса. Таким образом, возникает временной сдвиг между импульсами входной и выходной последовательностей, что является характерным свойством схем второй группы.

Вполне очевидно, исходя из общего принципа работы рассматриваемых устройств, что для обеспечения постоянства коэффициента пересчета необходимо, чтобы приращение под действием каждого входного импульса величины, характеризующей состояние запоминающего элемента (приращение напряжения, индукции), было связано определенным и неизменным коэффициентом пропорционально

97


сти с критическим значением указанной величины. Выполнение этого требования положено в основу построения рассматриваемых .ниже схем.

Типичная схема делителя частоты с конденсатором в качестве элемента памяти представлена на рис. 4-4,а {Л. 43]. При срабатывании блокинг-генератора конденсатор С0.с заряжается практически до напряжения пЕк. После окончания импульса напряжение на конденсаторе обеспечивает закрытое состояние транзистора Т и нормальное (рабочее) смещение коллекторного перехода транзистора Твх. Поступление импульса через разделительный конденсатор Свх вызывает протекание тока /вх по эмиттерной цепи транзистора Твх. Поскольку последний работает в нормальном активном режиме, то по его коллекторной цепи протекает ток /к.вх = авх/вх~/в*. Это означает, что конденсатор С0 с за время действия импульса разряжается почти на столько же, на сколько заряжается конденсатор Свх током входного импульса, т. е.

Если пренебречь разрядом конденсатора С0.с током утечки, то для срабатывания схемы на каждый пг-й входной импульс требуется выполнение неравенства

из которого следует необходимость обеспечения пропорциональности между амплитудой входного импульса и напряжением питания. При иъх=ХЕк коэффициент пересчета устанавливается равным пг путем выбора соотношения между емкостями конденсаторов СВх и С0.с, определяемого выражением

Если импульсы на вход рассмотренной схемы задаются от отдельной вторичной обмотки трансформатора блокинг-генератора, питаемого напряжением EKt то указанную обмотку целесообразно включать, как показано на рис. 4-4,б. В этом случае перемещение движ* ка потенциометра позволяет регулировать амплитуду входных импульсов, оставляя ее пропорциональной Ек. Тем самым достигается возможность плавного изменения коэффициента пересчета, что существенно упрощает наладку.

На рис. 4-4,в показана схема, построенная на п-р-п и р-п-р транзисторах, обладающая тем же преимуществом, что и схема рис. 4-4,6, но не требующая обязательно трансформаторного выхода предыдущего устройства. Управление осуществляется отрицательными импульсами.

Для обеспечения возможности управления положительными импульсами в схеме на рис. 4-4,в необходимо поменять местами транзисторы Т и Гвх, а также изменить на обратную полярность* напряжения «а шинах питания и полярность диодов Др и

98


Схема делителя частоты iia основе блокинг-генератора, содержащая магнитный элемент памяти, представлена на рис. 4-5. Элементом памяти служит трансформатор схемы, выполненный на сердечнике из материала с ППГ. При срабатывании блокинг-генератора трансформатор устанавливается в состояние, условно называемое О, характеризуемое намагниченностью до остаточной индукции —Вг. Отрицательные входные импульсы, поступающие на обмотку w0.с, вызывают перемагиичивание сердечника в направлении от —Вг кГ. Приращение индукции под действием каждого импульса происходит на величину

где *S — сечение сердечника трансформатора; w0.с — число витков входной обмотки, являющейся одновременно обмоткой положительной обратной связи; 7и.вх — длительность поступающего на вход импуль-

Рис. 4-5. Делитель частоты на основе блокинг-гене-ратора с трансформатором в качестве элемента памяти.

гса; Uъх — напряжение, приложенное ко входной обмотке во время действия импульса. В процессе перемагничивания через обмотку ш0.с протекает ток, определяемый выражением

где Ядин — значение коэрцитивной силы магнитного материала сердечника с учетом динамики его перемагничивания [JI. 44]; /г—средняя длина магнитопровода.

Если ток /вх создает на резисторе iRe падение напряжения, меньшее чем порог отпирания транзистора, то срабатывания схемы не происходит. Если же во время действия импульса индукцця в сердечнике трансформатора достигает значения индукции насыщения, то входной ток резко возрастает и блокинг-генератор срабатывает. Для того чтобы срабатывание происходило на каждый т-й импульс -из числа входных, необходимо выполнение неравенства


которое с учетом (4-8) можно переписать в виде

Из неравенства (4-10) следует, что постоянство коэффициента пересчета можно достигнуть только в том случае, если дробь 2 BJSw0.Q

и т- изменяется в незначительных пределах, отвечаюших нера-

венству. Числитель дроби содержит постоянные величины, являющиеся параметрами трансформатора. Следовательно, для постоянства коэффициента пересчета необходимо постоянство произведения

U вхТи.вх-

Этого можно достигнуть, если в качестве входных для схемы делителя частоты использовать импульсы с выходной обмотки доВых блокинг-генератора с насыщающимся трансформатором, питаемого напряжения Ек [Л. 9, 45]. В этом случае амплитуда импульсов, поступающих на вход, практически пропорциональна напряжению питания:

и, кроме того,

Выражение для напряжения, приложенного к обмотке w0.с во время действия входного импульса, можно представить в виде

где — коэффицйент деления напряжения потенциометром Rвх — полное сопротивление цепей, по которым протекает ток /вх-Если параметры схемы таковы, что /вхЯвх<С£р£Вх, то

При выполнении соотношения (4-12) изменение напряжения питания не влияет на коэффициент пересчета, что вытекает из выражения (4-10).

Перемещением движка потенциометра можно изменять величину £р и тем самым устанавливать требуемое значение коэффициента пересчета. Это существенно упрощает наладку схемы, осебенно при значительном технологическом разбросе параметров сердечников.

ЛИТЕРАТУРА

1. Азьян Ю. М., Берестовский Г. Н., Капцов Л. Н., Ржевкин К. С., Сенаторов К- Я. Полупроводниковые триоды в регенеративных схемах. М., Госэнергоиздат, 1959.

2. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. «Энергия», 1967.

3. ГольденбергМ. М. Теория и расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах. «Связь», 1969.

4. Ш а ц С. Я. Транзисторы в импульсной технике. М., «Суд-промгиз», 1963.

5. А г а х а н я н Т. М. Электронные ключи и нелинейные импульсные усилители. М., «Советское радио», 1966.

100


6. Яковлев В. Н. Импульсные генераторы на транзисторах.

М., «Техника», 1968.

7. Ф р о л к и н В. Т. Импульсные устройства. М., «Машиностроение», 1966.

8. А г а х а н я н Т. М., Ф и ш м а н JI. JI., Исследование транзисторного блокинг-генератора. «Радиотехника», т. 18, 1963. № 4.

9. Г л е б о в Б. А. Полупроводниковый ждущий блокинг-генератор с насыщающимся трансформатором. М., изд. МЭИ, 1963.

10. В е a f о у R., S р а г k е s J. J. The Junction Transistor as a Charge Controlled Device.—«ATE Journal», October, 1957.

И. Недолужко И. Г., Каганов И. JI. Расчет переходных процессов в полупроводниковых триодах методом заряда, Сб. статей «Полупроводниковые приборы и их применение», под редакцией Федотова Я. А. М., «Советское радио», № 13, 1964.

12. Бронштейн И. Н., Семендяев К. А. Справочник по математике. М., Гостехиздат, 1957.

13. Т г о u s d а 1 е R. В. Transistor Circuit. Pat. Kq 2810080 (США). 307-88.5. 18.04.1955.

14. Тренкин Н. Т. Блокинг-генератор. Авт. свид. № 128898 (СССР). Кл. 21а1, 36/02 от 1.06.1960. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1960, №11.

15. Тренкин Н. Т., Кирсяев А. Н. Бесконтактное распределительное устройство на блокинг-генератор ах. Авт. свид. № 142816 (СССР). Кл. 42т3 7/00 от 28.12.1961. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1961, № 22.

16. Lowrence W. A. Transistor Trigger Circuit. Pat. № 2999172 (США). 307-88.5. 5.09.1961.

17. Merril L. С. Voltage Comparator. Pat. № 2858438 (США). 331-112. 02.06.1965.

18. Г у p a p и й JI. JI., ГольденбергЛ. Л., ЗамятинМ.Д. Пороговое логическое устройство. Авт. свид. <№ 215290 (СССР). Кн. 21а1, 36/18 от 30.06.1966. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1968, № 13.

19. Русских В. А. Балансное диодно-регенеративное сравнивающее устройство. Авт. свид. № 230222 (СССР). Кл. 21а1, 36/18 от 25.11.1967. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1968, № 34.

20. С т а х о в А. П. Результаты исследования балансного диод-но-регенеративного компаратора с трансформаторной обратной связью, Сб. «Управляющие вычислительные машины и системы». М., «Энергия», 1967.

21. Недолужко И. Г. Применение метода заряда для расчета переходных процессов в импульсных и переключающих схемах на полупроводниковых приборах, Канд. диссертация. МЭИ, 1964.

22. Недолужко И. Г. Применение метода заряда для расчета переходных процессов в триоде при его запирании. «Труды конференции по результатам НИР», МЭИ, Секция промышленной электроники, 1967.

23. Riley R. L. Transistor Blocking Oscillator with Means *to Prevent Saturation of Transistor. Pat. № 2972066. (США). 307-88.5. 14.02.1961.

24. И ц x о к и Я. С. Приближенный метод анализа переходных процессов в сложных линейных цепях. М., «Советское радио», 1969.

25. Fishman М., Geller W. Blocking Oscillator. Pat. № 3200261 (США). 307-88.5. 21.11.1961.

101


26. Идхоки Я. С. Импульсные трансформаторы. М., «Советское радио», 1950.

27. Меерович Л. А., Ватин И. М., Зайцев Э. Ф., Кан-дыкин В. М. Магнитные генераторы импульсов. М., «Советское радио», 1968.

28. Глебов Б. А. Стабилизированный блокинг-генератор. Авт. свид. № 190412 (СССР). Кл. 21а1, 36/04 от 08.10.1965. Опубл.— «Бюллетень изобретений», 1966, № 2.

29. Г л е б о в Б. А. Стабилизированный блокинг-генератор. Авт. свид. № 304678 (СССР). Кл. 21а1, 36/04 от 02.02.1970. Опубл.— «Бюллетень изобретений», 1971, № 17.

30. Ильин В. А. Импульсные устройства с мостовыми элементами. М., «Энергия», 1965.

31. Глебов Б. А. О стабилизации и регулировании длительности импульса в транзисторных блокинг-генераторах, Сб. статей «Полупроводниковые приборы и их применение» под редакцией Федотова Я. А. М., «Советское радио», 1967, № 18.

32. Rogers S. С. Blocking -Oscillator Pulse-Wight Control. Pat. № 2886706 (США). 150-36. 12.05.1959.

33. Кремниевые управляемые вентили-тиристоры. Технический справочник, пер. с англ. под ред. В. А. Лабунцова и А. Ф. Свиридова. М., «Энергия», 1964.

34. Г л е б о в Б. А., М а л а х о в Э. С. Импульсные характеристики двухоперационных тиристоров и аппаратура для их исследования. ПНТЛО, № 18-66-1754/153. ГОСИНТИ, 1966.

35. Fishman М. Transistor Blocking Oscillator, Using Frequency Stabilization. Pat. № 3013219 (США). 331-112. 12.12.1961.

36. Глебов Б. А. Блокинг-генератор. Авт. свид. № 294237. (СССР) от 30.10.1969. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1971, № 6.

37. Л а п т е в Н. Н., М о ш а к о в В. В. Блокинг-генератор. Авт. свид. № 148005 (СССР). Кл. 21а1, 3602 от 2.10.1961. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1962, № 12.

38. Глебов Б. А. Генератор импульсов. Авт. свид. № 310363 (СССР). Кл. 21а1, 3602 от 08.12.1969. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1971, № 23.

39. М о и н В- С., Л а п т е в Н. Н. Однофазный преобразователь постоянного тока в переменный. Авт. свид. № 152695 (СССР). Кл. 212, 12/03 от 24.10.1961. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1963, № 2.

40. Fishman М. Transistor Pulse Generator with Serits Resonant Circuit. Pat. № 3119972 (США). 331-113. 27.12.1961.

41. Burrus T. W. Transistor Blocking Oscillator. Pat. № 3290612 (США). 331-112. 15.03.1965.

42. Г л e б о в Б. А. Делитель частоты следования импульсов. Авт. свид. № 307521 (СССР). Кл. 21а1, 36/18 от 23.01.1970. Опубл.— «Бюллетень изобретений», 1971, № 20.

43. Г а р м а ш В. П. Делитель частоты повторения импульсов на блокинг-генераторе. Авт. свид. №> 146347 (СССР). Кл. 21а4, 6/02 от 23.04.62. Опубл. — «Бюллетень изобретений», 1962, № 8.

44. П и р о г о в А. И., Ш а м а е в Ю. И. Магнитные сердечники с прямоугольной петлей гистерезиса. М., «Энергия», 1964.

45. Мочало в В. Д. Магнитные интегрирующие схемы вычислительной техники и автоматики. М., «Энергия», 1968.


ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие.............. ^

Глава первая. Регенеративные процессы в ждущих бло-

кинг.генераторах........... 5

1-1. Краткое описание этапов работы транзисторного блокинг-генератора ........... 5

1-2. Анализ процесса формирования фронта импульса

в ждущем блокинг-генераторе . . . . • . . . 7

а) Уравнения регенеративной стадии блокинг-процесса 10

б) Анализ условий развития блокинг-процесса . 12

в) Длительность регенеративной стадии блокинг-процесса ............14

г) Факторы, влияющие на длительность регенеративной стадии блокинг-процесса......19

д) Развитие блокинг-процесса чпри запуске схемы пе- -репадом напряжения, передаваемым через #С-цепь 22

1-3. Вопросы работы блокинг-генераторов в ждущем режиме .............24

а) Варианты выполнения цепей запирающего смещения в блокинг-генераторах.......24

б) Способы обеспечения ждущего режима работы путем нарушения условий самовозбуждения схемы 25

в) Пути повышения чувствительности к запуску . . 27

1-4. Сравнивающие устройства на основе блокинг-генератора . ...........28

Глава вторая. Блокинг-генераторы в ждущем режиме 35

2-1. Пути стабилизации и регулирования длительности импульсов, формируемых блокинг-генераторами . . 35

2-2. О построении блокинг-генераторов с цепями ЗОС 38

а) Цепи, определяющие длительность формируемых импульсов...........38

б) Цепи восстановления исходного состояния в блокинг-генераторах ..........43

2-3. Блокинг-генераторы с 7?С-элементам в цепи ЗОС 47

а) Усовершенствование классической схемы блокинг-генератора с конденсатором, последовательно включенным с обмоткой положительной обратной связи 48

б) Блокинг-генератор с мостовой времязадающей /?С-цепью ...........60

103


в) Блокинг-генераторы с использованием в цепи ЗОС ключевых элементов с отрицательным сопротивлением . . • • • 72

2-4. Блокинг-генераторы с LC-контуром в цепях стабилизации длительности формируемых импульсов ... 74

Глава третья. Блокинг-генераторы в автоколебательном

режиме . ............82

3-1. Блокинг-генераторы с #С-элементами во времязадающей цепи............82

3-2. Блокинг-генераторы с LC-элементами во времязадающей цепи ............88

Глава четвертая. Блокинг-генераторы в режиме деления

частоты..............92

4-1- Делители частоты следования импульсов на основе блокинг-генераторов с изменяющимся во времени порогом срабатывания.........92

4-2. Делители частоты следования импульсов на основе схем блокинг-генераторов, содержащих элементы памяти 96

Литература . *.................100


Сейчас в сети

Сейчас 686 гостей онлайн

Последние комментарии